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  • 什麼是單極性pwm模式?什麼又是雙極性pwm模式?

    什麼是單極性pwm模式?什麼又是雙極性pwm模式?

    pwm是脈衝調製技術,對於pwm,我們或多或少有所瞭解。在前文中,小編對pwm控制原理、spwm控制原理有所介紹。為增進大家對pwm技術的瞭解程度,本文將對單極性pwm模式以及雙極性pwm模式予以闡述。如果你對pwm具有興趣,不妨繼續往下閲讀哦。 一、單極性PWM模式 產生單極性PWM模式的基本原理如圖6.2所示。首先由同極性的三角波載波信號ut。與調製信號ur,比較(圖6.2(a)),產生單極性的PWM脈衝 (圖6.2(b));然後將單極性的PWM脈衝信號與圖6.2(c)所示的倒相信號UI相乘,從而得到正負半波對稱的PWM脈衝信號Ud,如圖 6.2(d)所示。 二、雙極性PWM模式 雙極性PWM控制模式採用的是正負交變的雙極性三角載波ut與調製波ur,如圖6.3所示,可通過ut與ur,的比較直接得到雙極性的PWM脈衝,而不需要倒相電路。 與單極性模式相比,雙極性PWM模式控制電路和主電路比較簡單,然而對比圖6.2(d)和圖6.3(b)可看出,單極性PWM模式要比雙極性PWM模式輸出電壓中、高次諧波分量小得多,這是單極性模式的一個優點。 單極性調製方式的特點是在一個開關週期內兩隻功率管以較高的開關頻率互補開關,保證可以得到理想的正弦輸出電壓:另兩隻功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作,從而在很大程度上減小了開關損耗。但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻(輸出基頻),另一個橋臂始終為高頻[載波頻率),而是每半個輸出電壓週期切換工作,即同一個橋臂在前半個週期工作在低頻,而在後半周則工作在高頻,這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡,對於選用同樣的功率管時,使其使用壽命均衡,對增加可靠性有利。 雙極性調製方式的特點是4個功率管都工作在較高頻率(載波頻率),雖然能得到正弦輸出電壓波形,但其代價是產生了較大的開關損耗。 三、有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器 1、ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制過程分析 有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路功率部分如圖1所示。Q1~Q4四個功率管(內帶續流二極管)組成一個全橋電路。其中,Q1、Q2組成超前橋臂,兩端分別並聯有吸收電容C1、C2,用來實現Q1、Q2的ZVS。L1為高頻變壓器的漏感。Cb為隔直電容,用來實現滯後臂(由Q3、Q4組成)的ZCS。 圖1 ZVZCSPWM全橋電路示意圖 在有限雙極性方法控制下,Q1~Q4的驅動時序見圖2。其中ug1、ug2為脈寬可調的定頻變寬脈衝;ug3、ug4為互補方波,頻率、脈寬固定。當然考慮到直通的問題,ug3、ug4不能同時為1,要錯開一個固定的死區時間。ug1、ug4的上升沿(表示Q1、Q4開始導通)一致,ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直電容及變壓器兩端的電壓。由於超前橋臂並聯電容的存在,變壓器端電壓在下降時不會突然到零,而是有個過渡過程,其時間取決於並聯電容的大小及負載電流等條件。ip為變壓器繞組電流。ucb為隔直電容Cb上的電壓,其幅值取決於Cb大小及其它條件,Cb越小,ucb幅值越大,ZCS實現得越好,但同時開關管電壓應力又增大,因此Cb不能太小,一般要讓ucb最大值小於直流輸入電壓的10%。 圖2 全橋電路有限雙極性控制時序及各變量響應圖 電路工作過程分析如下: 1)t0時刻Q1、Q4同時導通,變壓器原邊電流ip開始上升,流向是從Q1到L1、變壓器、Cb、Q4。功率從原邊流向副邊,同時隔直電容Cb上的電壓開始上升。為了簡化分析,暫不考慮變壓器的勵磁電流和副邊電流Io的波動,因此變壓器原邊電流ip(t)為 ip(t)=Ipo=Io/n(1) 式中:n為變壓器原副邊匝比。 當然,實際電路中由於副邊整流二極管的反向恢復過程,ip(t)上升沿有一個尖峯,見圖2。 Cb兩端電壓ucb(t)為 ucb(t)= -ucbp(2) 式中:ucbp為電容Cb上最大電壓。 2)在t1時刻Q1關斷,Q1的關斷是ZVS關斷,原邊電流ip通過C1(充電)、C2(放電)繼續按原方向流動。C2經過一段時間的放電,在t12時刻C2上的電壓降到零,Q2上的反並聯二極管開始導通續流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過程為 uc2(t)=Ipot/(C1+C2)(3) 並有 t12-t1=E(C1+C2)/Ipo(4) 式中:E為直流輸入電壓。 3)由於Cb上的電壓作用,在t2時刻環流衰減到零,原邊電流變化過程為 ip(t)=Ipo-ucbpt/L1(5) 該狀態持續時間(即環流時間)為 t2-t12=IpoL1/ucbp(6) 此時ucb(t)達到最大值UCbp。由式(2)可近似得到 t2-t0=2UCbpCb/Ipo(7) 4)在t2~t23時刻,電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電,由於時間常數很小,可認為該過程響應速度很快,諧振過程很快結束。穩定時Q2兩端電壓保持為UCbp。 5)t23時刻Q4關斷,顯然,由於此時Q4上電壓電流均為零,因此Q4是ZVZCS關斷。經一個固定的死區時間後,在t3時刻,Q2、Q3同時導通,由於此時Q2兩端電壓為UCbp,由設計可保證UCbp《10%E,且環流已衰減到零,因此可近似認為Q2是ZVZCS導通。而Q3是硬開關導通,而且Q3導通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關工作方式下Q3導通時其端電壓是直流輸入電壓的一半,因此ZVZCS控制模式下Q3導通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關狀態下大,這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素,Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。 6)在t3時刻之後電路工作過程和t0~t3時類似,這裏就不詳細分析了。 2、全範圍實現ZVS和ZCS的約束條件 由式(2)可以看到,在佔空比一定時,隔直電容Cb越小,UCbp越大,由式(6)可看到,變壓器漏感越小、ucbp越大,則環流時間越短,因而ZCS實現得越充分。將式(7)代入式(6),並設t12-t0=DT/2(D為佔空比,T為開關週期),則有 t2-t12=4CbL1/DT(8) 可見在電路參數固定的情況下,環流時間是一個固定值,不依賴於負載。實驗也表明,適當減小開關頻率,從而使DT變大,可使環流時間t2-t12減小,有利於ZCS的實現。 由式(4)可看到C1、C2越大,超前橋臂由導通轉截止後,C2上電壓降到零的過渡時間越長,因而ZVS實現得越好。而且負載越輕(Ipo越小),過渡時間越長。而移相控制由於超前橋臂上下兩個開關管的導通基本是互補的,因此在輕載時很難實現開關管的ZVS導通。而相比之下,有限雙極性控制方法就顯出它的優越性。如當Q1關斷後,Q2導通時刻由移相控制時的t12~t3時刻推後到了t3時刻,可以充分保證只有當Q2的續流二極管導通後才使Q2導通,從而保證全範圍的ZVS。實驗證明,在正確設計好電路參數後,超前橋臂的ZVS實現得相當好。 3、應用實例 這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器,已應用到一種3kW(48V/50A)通信電源模塊的設計當中。具體參數為:輸入220V/15A;輸出56.4V(最大)/53A(最大);開關工作頻率60kHz;功率管為IRG4PC50W(高速型IGBT);變壓器原副方匝數比為24/4;輸出濾波電感40μH;輸出濾波電容5000μF。由於沒有專用的芯片,因此採用UC3825+CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。 圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實例 UC3825A是一種峯值電流型控制芯片,在控制環路中加入電流環後,電源具有響應速度快,保護迅速,源效應和負載效應好等優點。模塊整機功率因數為0.99,效率90%,重約10kg。該產品已成功運行於某移動通信基站現場。 以上便是此次小編帶來的“pwm”相關內容,通過本文,希望大家對單極性和雙極性pwm模式具備一定的瞭解。如果你喜歡本文,不妨持續關注我們網站哦,小編將於後期帶來更多精彩內容。最後,十分感謝大家的閲讀,have a nice day!

    時間:2021-01-12 關鍵詞: pwm 指數 單極性

  • 電機單雙極性驅動電路圖

    電機單雙極性驅動電路圖

     介紹了BYG通用系列二相步進電機最常採用的的單極性和雙極性2種驅動電路的設計方案,從原理上體現了二相步進電機的控制方法,增加了步進電機驅動電路設計的靈活性。二相步進電機的單極性和雙極性2種驅動電路設計都採用了一片可在線編程的單片機AT89S52作為控制器,由達林頓功率管TIP142組成的電路作為驅動器,電路結構簡單,設計思路清晰。同時,比較分析了單極性和雙極性這2種常用驅動電路設計方案的特點、區別及在應用中的選擇方法。 單極性驅動電路圖 雙極性驅動電路圖

    時間:2019-07-25 關鍵詞: 雙極性 電源其他電源電路 單極性

  • 驅動單極性精密ADC的單/雙通道放大器配置 (一)

    驅動單極性精密ADC的單/雙通道放大器配置 (一)

    傳感器輸出與ADC接口的最常見問題之一是:如何讓X V到Y V的信號範圍適應ADC的輸入範圍。 本文介紹多種不同的配置,其利用單通道或雙通道運算放大器來縮放信號並進行電平轉換,以使單極性ADC的範圍最大。 通常,無論單端還是差分,單極性ADC的輸入範圍都是從地到VREF電壓。 本文還會介紹常見全差分放大器(FDA)配置。 對於給定功率水平,FDA可實現最佳性能,但合適的FDA並不是總能找到。不過,單通道和雙通道運算放大器的選擇範圍更廣,可用來構建定製前端。 本文旨在介紹不同的配置,討論各種配置的用法和利弊,但並不涉及選擇適當的放大器及周邊無源元件等細節,因為後者須視具體情況而定。 單端/偽差分輸入ADC 單端/偽差分ADC常常是低分辨率或低性能轉換器,提供簡單的低功耗信號鏈,只有一條信號路徑。 但是,它並不具備差分輸入的噪聲抑制能力或額外信號擺幅。 單位增益驅動器 這是一種純粹的ADC驅動功能,無信號調理。 當前一級的驅動能力不夠時,它為ADC提供高輸入阻抗。 這種配置的噪聲和功耗最低,因為沒有附加電阻。 在單電源應用中,信號擺幅可能會受輸入或輸出放大器裕量要求的限制。 對於差分輸入,可利用兩個單位增益驅動器來實現高阻抗輸入,參見CN0307。 同相配置 允許給輸入信號增加增益。 應注意,增加增益引起的放大器帶寬降低並不影響驅動ADC輸入。 這對所有配置都是如此。 實例參見CN0042。 帶衰減/增益和電平轉換的反相配置(+/-5/10V輸入) 通過R2/R1衰減,支持輸入電壓範圍超出放大器電源電壓。 這可以用於標準工業+/-10V IO。 放大器輸入共模電壓由R3/R4分壓器從基準電壓獲得。 設置適當的R3/R4比值,以將信號電平轉換到ADC共模電壓Vref/2。 常見比值參見下表。 ADC輸入端出現的信號反相,這可以通過數字方式來糾正。 實例參見CN0194/CN0254。 全差分輸入ADC 全差分輸入ADC提供更高的分辨率和性能,但信號鏈也更為複雜,功耗會增加。 差分信號鏈提供更好的噪聲抑制能力和更大的信號擺幅(為單端ADC的兩倍)。 多數差分單極性ADC要求將輸入共模設置為Vref/2,以使信號擺幅最大。 這可能需要對輸入信號進行電平轉換。 單端至差分轉換 這是差分ADC需要使用的最常見配置之一,因為傳感器輸出是單端信號,或者前一級是儀表放大器。 以下配置顯示了執行單端差分轉換的不同方法及其利弊。 高阻抗情況下的單端差分轉換 此電路可在需要高輸入阻抗的情況下執行單端差分轉換,但裕量要求會提高。 該配置中,R1=R2,R3=R4,Vsig範圍是0-Vref。 將R1連接到Vsig而不是第一個放大器的輸出端,可以降低噪聲,並使IN+與IN-之間的相位延遲匹配得更好。 其代價是R1值會設置一個阻性輸入。 單電源情況下的單端差分轉換 對於單電源,可以利用軌到軌輸出(RRO)放大器實現單端差分轉換,對裕量的影響極小。 其代價是阻性輸入。 該配置中,R1=R2,R3=R4,R5=R6,輸入範圍是0-Vref。

    時間:2015-05-12 關鍵詞: 放大器 電源技術解析 單/雙通道 單極性

  • 驅動單極性精密ADC的單/雙通道放大器配置(二)

    驅動單極性精密ADC的單/雙通道放大器配置(二)

    這是一款常用配置,可用來擴展輸入範圍,尤其是+/-10V工業IO。 放大器可採用電壓較低的單電源,因為輸入共模電壓由R5/R6和R7/R8固定。 在此配置中,R7=R8且R3=R4。 R1/R2和R5/R6可根據輸入範圍和電平轉換要求進行設置。 其典型比率如下表所示,但可靈活匹配各種輸入範圍。 使用AD7984的示例可參見CN0033。 利與弊 採用FDA方法實現單端轉差分 用這種方法實現的單端轉差分具有最低的噪聲,適合單電源類應用,可耐受阻性輸入。 有關採用FDA的設計詳情可參見應用筆記AN-1026:高速差分ADC驅動器設計考慮因素。 就噪聲性能而言,似乎顯然應該採用這種方法;然而,有些時候可能並不存在合適的FDA,而使用雙放大器的定製電路可能更為合適。 就單個放大器而言,可選產品種類要多得多。 示例可參見CN0040/CN0105。 差分至差分驅動 如果輸入信號是差分的,那麼萬一所選FDA受到限制,則使用雙放大器可增加產品選擇數量。 若輸入同時也是全差分的,則相比任意雙放大器選項,FDA可能具有更低的輸出噪聲和功耗;但是,在有源濾波器應用中,雙放大器可能更為穩定,並因為更廣泛的分類產品而獲得更多的靈活性(FET輸入、超精度、RRIO等)。 差動放大器 本配置提供帶增益的高輸入阻抗;然而,輸入共模固定為Vref/2的ADC共模。從Vref/2開始的任意輸入共模變化都會導致ADC輸入共模的偏移,同時降低性能和信號擺幅。 示例參見CN0216。 該配置用來測量電橋(比如電子秤和稱重傳感器等)時非常有用。 提供電平轉換的差分轉差分 該配置採用兩個放大器,將一個輸入信號電平轉換至Vref/2的ADC共模電壓。在此配置中,R1=R3,R2=R4,並且可針對增益或衰減配置。 R5和R6之比用來將信號電平轉換至所需範圍。 任意輸入共模變化都會導致ADC輸入共模的偏移,同時降低性能和信號擺幅。 採用FDA實現差分轉差分 針對特定應用,如果可以找到合適的FDA,則採用該配置可獲得最佳噪聲性能。 可方便地進行電平轉換,但以阻性輸入為代價。 反相配置允許單電源/軌到軌供電。 如需更多詳情,可參考前文提及的應用筆記AN-1026:高速差分ADC驅動器設計考慮因素。示例參見CN0237。

    時間:2015-05-12 關鍵詞: adc 放大器 電源技術解析 單/雙通道 單極性

  • 單極性輸出時的電流擴展電路圖

    單極性輸出時的電流擴展電路圖

    正向輸出時的電流擴展電路: 負向輸出時的電流擴展電路:

    時間:2013-08-26 關鍵詞: 電路圖 模擬電路 電流擴展 單極性

  • 單極性PWM技術在雷達天線控制中的應用

    摘要:文中對比了單極性和雙極性PWM的技術特點,並敍述了現有的半橋驅動IC在應用中的侷限性。利用一些簡單的邏輯門,設計了一個單極性PWM邏輯分配電路,經過半橋驅動IC功率放大,驅動由IGBT組成的H橋功率轉換電路,實現對雷達天線的伺服控制。上述方法構成的電路,解決了動態自舉問題、提高了雷達天線轉速及功率轉換電路的效率。 關鍵詞:單極性PWM;雙極性PWM;半橋驅動IC;邏輯門;動態自舉     隨着大功率半導體技術的發展,全控型電力電子器件組成的脈衝寬度調製(PWM)技術在雷達天線控制系統中得到了廣泛的應用。雷達天線控制系統一般採用脈衝寬度調製(PWM)技術實現電機調速,由功率晶體管組成的H橋功率轉換電路常用於拖動伺服電機。根據在一個開關週期內,電樞兩端所作用的電壓極性的不同分為雙極性和單極性模式PWM。     雙極性PWM功率轉換器中,同側的上、下橋臂控制信號是相反的PWM信號;而不同側之間上、下橋臂的控制信號相同。在PWM佔空比為50%時,雖然電機不動,電樞兩端的瞬時電壓和瞬時電流都是交變的,交變電流的平均值為零,電動機產生高頻的微振,能消除摩擦死區;低速時每個功率管的驅動脈寬仍較寬,有利於保證功率管的可靠導通。但是,在工作過程中,四個功率管都處於開關狀態,開關損耗大,而且容易發生“直通臂”的情況;更嚴重的情況在於——電機電樞並非絕對的感性元件,在電機不動時,由於此時通過電樞上的交變電流,電樞的內部電阻會消耗能量,造成了不必要的損耗,降低了功率變換器的轉換效率。     單極性PWM功率轉換器中,一側的上、下橋臂為正、負交替的脈衝波形,另外一側的上橋臂關斷而下橋臂恆通。在工作時一側的上、下橋臂總有一個始終關斷,一個始終導通,運行中無須頻繁交替導通,因而減少了開關損耗;在PWM佔空比為0%時,電機停止,H橋完全關斷無電流通過,此時電機的內部電阻不消耗能量;由於單極性比雙極性PWM功率變換器的電樞電路脈動量較少一半,故轉速波動也將減小。但是,單極性和雙極性PWM都存在可能的“直通臂”情況,應設置邏輯延時。     在進行H橋功率轉換電路設計的時候。需要解決一個基本的問題一高端門懸浮驅動。通常有如下幾種方式:第一,直接採用脈衝變壓器進行隔離及懸浮;第二,採用獨立的懸浮電源;第三,動態自舉技術。前兩種方法使用時大量使用分立元件,增加了調試難度、電路的可靠性變差、印製電路板的面積相應變大。而動態自舉技術目前已被許多專用電路採用,此類產品集成度高、體積小巧、性能穩定、使用單一電源即可對柵極驅動。但是此類器件在使用時,必須外接自舉二極管和自舉電容,並連接合適的充放電迴路,組成一個動態自舉電路。這個動態自舉的過程必須是循環往復的,才能保證H橋高端柵極的開通和關斷。下面設計的單極性PWM電路將會解決上述問題。 1 H型單極性PWM的設計 1.1 脈衝分配電路的設計     在這裏,我們首先設計了一個單極性PWM脈衝分配電路,如圖1所示。輸入信號包括一個方向信號和一個脈衝寬度調製信號,這兩個輸入信號經過脈衝分配便產生單極性PWM脈衝。信號地和功率地通過高速光電耦合器隔離。調節脈衝寬度調製信號的佔空比即可調節單極性PWM脈衝的佔空比。這裏的方向信號用來切換電動機轉動的方向,這種做法區別於雙極性PWM中的轉動方向靠PWM的佔空比來決定的做法。值得注意的是圖1中的NE555電路,起到脈衝檢測的作用。當脈衝寬度調製輸入信號脈衝丟失時,此時輸出低,將低端強制拉低,整個H橋關斷。電路的仿真波形如圖3所示。 1.2 驅動和功率轉換電路設計     脈衝分配電路產生的單極性PWM脈衝,送入半橋驅動器放大。如圖2所示,國際整流器公司生產的IR2308和由IGBT組成的H橋驅動和功率轉換電路。IR2308在驅動高端柵極時,必須外接自舉二極管和自舉電容,當Vs腳通過低端IGBT和電機負載拉到地時,自舉電容由直流+18 V通過自舉二極管對電容充電;低端IGBT關斷時,電容通過IR2308的內部推輓結構經HO腳對高端IGBT柵極充電,使其飽和導通。IR2308內部死區保護單元為IGBT開關延時提供了死區時間,消除了“直通臂”的現象。在正常工作時,由於對側低端的IGBT始終開通,故此時自舉電容可以通過電機負載對地充電,減小了因對高端柵極的充電導致的自舉電壓降的波動,可以看出這是一個動態自舉的過程。 1.3 自舉元件的計算     自舉元件參數的選擇對自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷:         其中:Qg為高端IGBT的門電荷,f為工作頻率,ICbs(leak)為自舉電容漏電流(使用瓷片電容時可忽略),Iqbs(max)為最大VBS靜態電流,Qls為每個週期的電平轉換所需要的電荷。自舉電容必須能夠提供上述電荷,並且保持滿電壓,否則可能會導致自舉電壓產生很大的紋波,當低於自舉電壓欠壓封鎖電壓時,使得高端輸出停止。因此自舉電容上的電路至少要取公式(1)計算值的兩倍才比較穩妥。最小的自舉電容值可以通過下面的公式來計算:         其中:Vcc為邏輯電路部分的電壓源,Vf為自舉二極管的正向壓降,VLS為低端IGBT上的壓降,VMin為‰與Vs之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs(leak)僅與自舉電容是電解時有關,如果採用其他類型的電容,則可以忽略,因此儘可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓;在圖2的電路中,當高端IGBT導通並且大約等於母線電壓Vbus時,就會出現此現象。自舉二極管的高温反向漏電流特性在那些需要電容來保存電荷-段延時時間的應用中是一個重要的參數。同樣,為了減小由自舉電容饋入電源的電荷,應選用超快速恢復二極管。推薦自舉二極管的特性如下:最大反向電壓:VRRM≥母線電壓Vbus;最大反向恢復時間:trr≤100 ns;正向電流:IF≥Qbsf。 2 實驗驗證 2.1 實驗方法和器件參數選取     本實驗由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發生器產生頻率f=20 kHz的脈衝寬度調製信號,PWM的佔空比可調範圍為0%~90%,同時使用I/O口輸出方向信號;電動機採用100 V/2 A的直流伺服電機,電樞迴路總電阻Ra=8.1 Ω。     使用H橋電路驅動100 V/2 A的直流伺服電機,所以要求H橋的母線電壓Vbus是100V,流過各開關的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極一發射極間電壓VCES的絕對最大額定值應該大於100 V,集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對於電動機這樣的感性負載,當驅動電壓突動機產生的反電動勢燒壞開關器件,在H橋各開關中必須接入續流二極管,用於吸收反電動勢。很多開關用IGBT在集電極和源極之間內藏續流二極管,因此二極管的應該滿足峯值恢復電流Irr大於2 A(100 V/2 A的直流伺服電機),反向電壓UR應該大於H橋供電電壓100 V。仙童公司生產的IGBTFGA25N120滿足上述要求,參數裕量很大,如表1所示。將表1中相關參數帶入公式(1)得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612.5 nC,代入自舉二極管正向電流公式即可計算出自舉二極管正向電流Ip≥12.25 mA,綜合考慮上面推薦的自居二極管特性,我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式(2)得到最小的自舉電容值C≥113.4 nF,選用220 nF的高壓瓷片電容。 2.2 雷達天線實際應用中的效果     如圖2所示,H型雙極性PWM的電機電樞兩端平均電壓可以表示為:     UAB=τ(Vbus-2VCE(sot)),τ為佔空比       (3)     當τ=0%時,此時UAB=0 V,電動機停止轉動。測得邏輯控制端,HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0,此結果與圖3(c)仿真邏輯一致。因為此時H橋的4個IGBT全部關斷,故此時不存在開關損耗;儘管電動機存在內部電阻,但此時沒有電流流過H橋,電動機也不消耗能量。當τ=100%時,其結果與τ=0%時完全相同。當τ=90%時,這個時候電壓的佔空比很寬,天線處於一個比較高的轉速,測得流過電機電樞平均電流Iov為1.72 A,由(3)計算出電樞兩端平均電壓UAB=86.4 V,那麼電源輸入功率為:     Pout=UABIov=86.4Vx1.72 A≈148.61 W          (4)     電樞迴路總的銅損耗為:     Ploss=Iov2Ra=(1.72 A)2x3.91 Ω≈23.96 W     (5)     此部分能量浪費在電樞內部電阻上,轉變為熱能。由直流電動機穩態運行時的基本方程式:     UAB=Ea+EovRa      (6)     其中:Ea為電動機的感應電動勢式(6)兩邊同時乘以Iov:     UABIov=EaIov+Iov2Ra      (7)     即:Pout=PM+Ploss        (8)     故電磁功率為:     PM=Pout-Ploss=148.61 W-23.96 W=124.65 W     (9)     此部分功率由電功率轉換為電磁功率,從而拖動天線,測得天線的實際轉速n=6 r/min。此時的轉換效率為:         H型雙極性PWM的電機電樞兩端的平均電壓可以表示為:     UAB=α(Vbus-2VCE(sot)-(1-α)(Vbus-2VCE(sot))=(2α-1)(Vbus-2VCE(sot)),α為佔空比          (11)     當α=50%時,此時UAB=0 V,電動機停止轉動。但是此時電機電樞兩端的電流是交變通斷的,因此會消耗功率電樞內部電阻上,同時IGBT由於每個週期的交替導通和關斷,會存在4個IGBT開關損耗。與單極性PWM佔空比α=90%相對應的雙極性PWM佔空比為UAB=95%,此時電樞兩端平均電壓=86.4 V。但在一個開關週期裏,比單極性PWM電路要多出兩個IGBT開關損耗,同時電樞內部電阻在整個開關週期裏都消耗功率。因此可以發現,雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動天線時,浪費在開關損耗和銅損上的功率更多,從而導致轉換效率的降低,也降低了天線的轉速。 3 結論     上面設計的H型單極性PWM電路,克服了雙極性PWM電路在電機停止轉動時仍然有損耗的缺點;在電機運轉時,功耗也相應減小,提高了轉換效率,進一步提高了轉速。目前,市場上類似的H橋驅動器也能夠完成上述功能,比如美國國家半導體的LMD18200。但是類似的集成芯片母線供電電壓一般較低(一般只有幾十伏)、功率有限、而且價格昂貴。文中設計的電路,僅通過增加邏輯實現H型單極性PWM功能,母線供電電壓可高達上百伏。

    時間:2013-08-22 關鍵詞: 雷達 天線控制 pwm 單極性

  • 單極性SPWM的兩種控制方法與過零點輸出特性分析比較

     摘要:對於採用SPWM的逆變器,其中單極性逆變方式僅用到一對高頻開關,相對於雙極性逆變具有損耗低、電磁干擾少等優點。分別介紹了單極性逆變中的單邊與雙邊SPWM的產生方法以及各自的控制方法,分析了這兩種控制方法在正弦波電壓過零點附近的振盪情況,經過仿真與電路試驗證明了雙邊SPWM方式性能更為優越。 關鍵詞:單極性;正弦波脈寬調製;過零點振盪    0    引言     隨着控制技術的發展和對設備性能要求的不斷提高,許多行業的用電設備不再直接接入交流電網,而是通過電力電子功率變換得到電能,它們的幅值、頻率、穩定度及變化形式因用電設備的不同而不盡相同。如通信電源、電弧焊電源、電動機變頻調速器、加熱電源、汽車電源、綠色照明電源、不間斷電源、醫用電源、充電器等等,它們所使用的電能都是通過對電網電能進行整流和逆變變換後得到的。因此,高質量的逆變電源已經成為電源技術的重要研究對象。 1    工作原理 1.1    主電路拓撲與SPWM的產生     單極性SPWM逆變電路的拓撲如圖1所示,由全橋4個開關管組成的2路橋臂所構成,一路以高頻開關工作頻率工作,稱為高頻臂(S3,S4);另一路以輸出的正弦波頻率進行切換,成為低頻臂(S1,S2)。 圖1    逆變電路主電路結構     單極性逆變有兩種產生SPWM的方法。第一種控制方法是將給定的載波(正弦波)整流成正的,調製波(三角波)也是正的,如圖2(a)所示,稱為單邊SPWM控制;第二種控制方法是給定的載波(正弦波)是一個完整的正弦波,調製波(三角波)當正弦波為正時是正的,當正弦波為負時是負的,如圖2(b)所示,稱為雙邊SPWM控制。 (a)    載波與調製波均為正 (b)調製波極性隨載波改變 圖2    兩種SPWM產生原理比較     上述兩種控制方法產生SPWM的機理不一樣,各自的控制電路也有所不同。 1.2    單極性SPWM的兩種控制方法 1.2.1    單邊SPWM控制     單邊SPWM的控制電路如圖3所示。圖3中的Sg3及Sg4分別對應高頻臂上下管的驅動信號;Sg1及Sg2分別對應低頻臂上下管的驅動信號。由於低頻臂的切換作用,高頻臂PWM輸出性質隨之改變。例如,原來過零時Sg1的窄脈衝對應輸出低電壓,低頻臂切換後突然成為高電壓。因此,PWM有一突變過程。 圖3    單邊SPWM控制電路     圖4所示的是單邊SPWM控制方法在過零點時的示意圖。圖4中E1為理論上跟基準(電壓波形)同相位的誤差信號,由於在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節,根據負載的性質和輕重,實際的輸出誤差信號E2與基準信號有一個相位差。圖中SPWM1是理論上的高頻臂上管的驅動信號,SPWM2則是實際的高頻臂上管的驅動信號。 圖4    單邊SPWM控制在過零點附近的SPWM示意圖 1)t0~t1時刻    由圖4可以看到,在t0~t1時刻,由於給定的低頻臂信號是1,對應圖3可以知道主電路低頻臂下管導通,圖4中SPWM對應的是高頻臂上管的驅動信號,上管的SPWM驅動信號逐漸變小。由圖1可以知道在t0~t1時刻,輸出正弦波信號由正逐漸變為0。     2)t1時刻    在t1時刻,低頻臂信號由1變為0,所以,低頻臂由下管導通變為上管導通,由圖3可以分析出,在低頻臂切換的同時,產生SPWM的比較器也進行了切換,所以,由E1誤差信號產生的SPWM(高頻臂上管)在t1時刻馬上變為接近100%的SPWM,然後逐漸變小。高頻臂下管的驅動互補於高頻臂上管的驅動,所以高頻臂下管的驅動由0逐漸變大。由圖1可以得知,輸出正弦波信號由0逐漸變負。     3)t1~t2時刻    實際的輸出誤差信號E2會與E1相差一個相位,所以,產生的SPWM2與SPWM1是不同的。由圖4可以看出:t1時刻以後,SPWM2馬上就為0,由於高頻臂下管信號互補於SPWM2,對應於主電路,在t1時刻高頻臂下管馬上以一個比較大的佔空比導通,然後佔空比慢慢變小(圖中SPWM2逐漸變大),高頻臂下管信號並不是由0逐漸變大,SPWM的突變必然會引起輸出正弦波信號在過零點的振盪。可供選擇的解決方案如下:     (1)在低頻臂切換的同時,把輸出誤差信號人為地放電,使其為0,這樣就可以減弱在過零點時刻所引起的振盪;     (2)人為地把低頻臂信號超前或滯後一定相位,但是,這一方案由於低頻臂信號的相位受負載輕重的影響,實際上難以做到準確。 1.2.2    雙邊SPWM控制     雙邊SPWM的控制電路如圖5所示。由於低頻臂的切換作用,高頻臂PWM輸出性質隨之改變。例如,過零前Sg1的窄脈衝對應為輸出低電壓,低頻臂切換後突然成為高電壓。然而與單邊SPWM控制所不同的是,雙邊SPWM中的反相動作是與低頻臂同時進行的。由於控制器中的輸出沒有突變,低頻臂的切換也不會造成輸出的突變。 圖 5    雙 邊 SPWM控 制 電 路     圖6所示的是雙邊SPWM控制方法在過零點附近的SPWM示意圖。圖6中E1為理論上跟基準(電壓波形)同相位的誤差信號,由於在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節,實際的誤差信號E2會與基準信號相差一個相位。圖中SPWM1是理論上的高頻臂上管的驅動信號,SPWM2則是實際的高頻臂上管的驅動信號。 圖6    雙邊SPWM控制在過零點附近的SPWM示意圖     1)t0~t1時刻    由圖6可以看到,在t0~t1時刻,由於給定的低頻臂信號是1,對應圖5可以知道主電路低頻臂下管導通,圖6中SPWM對應的高頻臂上管的驅動信號,由圖1可以知道在t0~t1時刻,輸出正弦波信號由正逐漸變為0。     2)t1時刻    在t1時刻,低頻臂信號由1變為0,所以低頻臂由下管導通變為上管導通,由圖5可以分析出,在低頻臂切換的同時,產生SPWM的比較器也進行了切換,所以,由E1誤差信號產生的SPWM(高頻臂上管)在t1時刻馬上變為100%的SPWM,然後逐漸變小。高頻臂下管的驅動互補於高頻臂上管的驅動,所以,高頻臂下管的驅動由0逐漸變大。由圖1可以得知,輸出正弦波信號由0逐漸變負。     3)t1~t2時刻    實際的輸出誤差信號E2會與E1相差一個相位,所以,產生的SPWM2與SPWM1是不同的,由圖6可以看出,在t1到t2時刻,高頻臂上管驅動一直都是高電平,由於高頻臂下管互補於上管驅動,所以,在t1到t2時刻,高頻臂下管是不導通的,此後有一軟開通過程。由圖6中SPWM1與SPWM2的比較可以看出,誤差信號滯後於基準信號有利於抑制正弦波輸出信號在過零點的振盪。 2    計算機仿真與實驗結果     應用電子電路計算機輔助分析於設計軟件Matlab,分別對上述兩種控制方法進行了仿真。     仿真條件:輸出220V,f=25Hz 2.1    單邊SPWM控制的仿真波形     單邊SPWM控制的仿真波形如圖7所示。從圖7可以明顯地看到,正弦波在過零點的時候有明顯的振盪,跟理論分析完全吻合。 圖7    單邊SPWM控制方法仿真波形    2.2    雙邊控制方法之仿真波形     雙邊SPWM控制的仿真波形如圖8所示。從圖8可以明顯地看到,正弦波在過零點的時候沒有振盪,跟理論分析完全吻合。 圖8    雙邊SPWM控制方法仿真波形 3    實驗結果與討論 3.1    單邊SPWM控制方法之實驗波形     實驗波形如圖9,圖10所示。 圖9    單邊SPWM控制方法之實驗波形(閉環前) 圖10    單邊SPWM控制方法之實驗波形(閉環後) 3.2    雙邊SPWM控制方法之實驗波形     實驗波形如圖11所示。 圖11    雙邊SPWM控制方法之實驗波形 3.3    討論     由仿真波形和實驗波形可以看到,單邊SPWM控制方法在過零點有很大的振盪,並且由實驗可以得知,單邊SPWM控制方法在沒有閉環前振盪得十分厲害,而且電感有很大的噪音,單邊SPWM控制方法在閉環以後也有振盪,電感依然有噪音。     雙邊SPWM控制方法有很好的抑制過零點振盪的作用,實驗時,雙邊SPMW控制方法在閉環前和閉環後過零點都沒有振盪,電感的噪音也很小。 4    結語     就單極性逆變,本文分別對其中的單邊與雙邊SPWM的產生方法及控制方法以及其在正弦波電壓過零點附近的振盪情況進行了分析。理論分析表明,並通過仿真與電路試驗證明,雙邊SPWM中的控制器輸出,因沒有在過零點附近發生大的突變,其性能更為優越。    

    時間:2012-09-05 關鍵詞: spwm 控制方法 分析比較 單極性

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    時間:2011-12-12 關鍵詞: 脈寬調製 放大器電路 工業自動化電路 單極性

  • 單極性SPWM的兩種控制方法與過零點輸出特性比較

    摘要:對於採用SPWM的逆變器,其中單極性逆變方式僅用到一對高頻開關,相對於雙極性逆變具有損耗低、電磁干擾少等優點。分別介紹了單極性逆變中的單邊與雙邊SPWM的產生方法以及各自的控制方法,分析了這兩種控制方法在正弦波電壓過零點附近的振盪情況,經過仿真與電路試驗證明了雙邊SPWM方式性能更為優越。 關鍵詞:單極性;正弦波脈寬調製;過零點振盪    0    引言     隨着控制技術的發展和對設備性能要求的不斷提高,許多行業的用電設備不再直接接入交流電網,而是通過電力電子功率變換得到電能,它們的幅值、頻率、穩定度及變化形式因用電設備的不同而不盡相同。如通信電源、電弧焊電源、電動機變頻調速器、加熱電源、汽車電源、綠色照明電源、不間斷電源、醫用電源、充電器等等,它們所使用的電能都是通過對電網電能進行整流和逆變變換後得到的。因此,高質量的逆變電源已經成為電源技術的重要研究對象。 1    工作原理 1.1    主電路拓撲與SPWM的產生     單極性SPWM逆變電路的拓撲如圖1所示,由全橋4個開關管組成的2路橋臂所構成,一路以高頻開關工作頻率工作,稱為高頻臂(S3,S4);另一路以輸出的正弦波頻率進行切換,成為低頻臂(S1,S2)。 圖1    逆變電路主電路結構     單極性逆變有兩種產生SPWM的方法。第一種控制方法是將給定的載波(正弦波)整流成正的,調製波(三角波)也是正的,如圖2(a)所示,稱為單邊SPWM控制;第二種控制方法是給定的載波(正弦波)是一個完整的正弦波,調製波(三角波)當正弦波為正時是正的,當正弦波為負時是負的,如圖2(b)所示,稱為雙邊SPWM控制。 (a)    載波與調製波均為正 (b)調製波極性隨載波改變 圖2    兩種SPWM產生原理比較     上述兩種控制方法產生SPWM的機理不一樣,各自的控制電路也有所不同。 1.2    單極性SPWM的兩種控制方法 1.2.1    單邊SPWM控制     單邊SPWM的控制電路如圖3所示。圖3中的Sg3及Sg4分別對應高頻臂上下管的驅動信號;Sg1及Sg2分別對應低頻臂上下管的驅動信號。由於低頻臂的切換作用,高頻臂PWM輸出性質隨之改變。例如,原來過零時Sg1的窄脈衝對應輸出低電壓,低頻臂切換後突然成為高電壓。因此,PWM有一突變過程。 圖3    單邊SPWM控制電路     圖4所示的是單邊SPWM控制方法在過零點時的示意圖。圖4中E1為理論上跟基準(電壓波形)同相位的誤差信號,由於在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節,根據負載的性質和輕重,實際的輸出誤差信號E2與基準信號有一個相位差。圖中SPWM1是理論上的高頻臂上管的驅動信號,SPWM2則是實際的高頻臂上管的驅動信號。 圖4    單邊SPWM控制在過零點附近的SPWM示意圖     1)t0~t1時刻    由圖4可以看到,在t0~t1時刻,由於給定的低頻臂信號是1,對應圖3可以知道主電路低頻臂下管導通,圖4中SPWM對應的是高頻臂上管的驅動信號,上管的SPWM驅動信號逐漸變小。由圖1可以知道在t0~t1時刻,輸出正弦波信號由正逐漸變為0。     2)t1時刻    在t1時刻,低頻臂信號由1變為0,所以,低頻臂由下管導通變為上管導通,由圖3可以分析出,在低頻臂切換的同時,產生SPWM的比較器也進行了切換,所以,由E1誤差信號產生的SPWM(高頻臂上管)在t1時刻馬上變為接近100%的SPWM,然後逐漸變小。高頻臂下管的驅動互補於高頻臂上管的驅動,所以高頻臂下管的驅動由0逐漸變大。由圖1可以得知,輸出正弦波信號由0逐漸變負。     3)t1~t2時刻    實際的輸出誤差信號E2會與E1相差一個相位,所以,產生的SPWM2與SPWM1是不同的。由圖4可以看出:t1時刻以後,SPWM2馬上就為0,由於高頻臂下管信號互補於SPWM2,對應於主電路,在t1時刻高頻臂下管馬上以一個比較大的佔空比導通,然後佔空比慢慢變小(圖中SPWM2逐漸變大),高頻臂下管信號並不是由0逐漸變大,SPWM的突變必然會引起輸出正弦波信號在過零點的振盪。可供選擇的解決方案如下:     (1)在低頻臂切換的同時,把輸出誤差信號人為地放電,使其為0,這樣就可以減弱在過零點時刻所引起的振盪;     (2)人為地把低頻臂信號超前或滯後一定相位,但是,這一方案由於低頻臂信號的相位受負載輕重的影響,實際上難以做到準確。 1.2.2    雙邊SPWM控制     雙邊SPWM的控制電路如圖5所示。由於低頻臂的切換作用,高頻臂PWM輸出性質隨之改變。例如,過零前Sg1的窄脈衝對應為輸出低電壓,低頻臂切換後突然成為高電壓。然而與單邊SPWM控制所不同的是,雙邊SPWM中的反相動作是與低頻臂同時進行的。由於控制器中的輸出沒有突變,低頻臂的切換也不會造成輸出的突變。 圖 5    雙 邊 SPWM控 制 電 路     圖6所示的是雙邊SPWM控制方法在過零點附近的SPWM示意圖。圖6中E1為理論上跟基準(電壓波形)同相位的誤差信號,由於在電壓環和電流環兩個環節中存在積分環節,實際的誤差信號E2會與基準信號相差一個相位。圖中SPWM1是理論上的高頻臂上管的驅動信號,SPWM2則是實際的高頻臂上管的驅動信號。 圖6    雙邊SPWM控制在過零點附近的SPWM示意圖     1)t0~t1時刻    由圖6可以看到,在t0~t1時刻,由於給定的低頻臂信號是1,對應圖5可以知道主電路低頻臂下管導通,圖6中SPWM對應的高頻臂上管的驅動信號,由圖1可以知道在t0~t1時刻,輸出正弦波信號由正逐漸變為0。     2)t1時刻    在t1時刻,低頻臂信號由1變為0,所以低頻臂由下管導通變為上管導通,由圖5可以分析出,在低頻臂切換的同時,產生SPWM的比較器也進行了切換,所以,由E1誤差信號產生的SPWM(高頻臂上管)在t1時刻馬上變為100%的SPWM,然後逐漸變小。高頻臂下管的驅動互補於高頻臂上管的驅動,所以,高頻臂下管的驅動由0逐漸變大。由圖1可以得知,輸出正弦波信號由0逐漸變負。     3)t1~t2時刻    實際的輸出誤差信號E2會與E1相差一個相位,所以,產生的SPWM2與SPWM1是不同的,由圖6可以看出,在t1到t2時刻,高頻臂上管驅動一直都是高電平,由於高頻臂下管互補於上管驅動,所以,在t1到t2時刻,高頻臂下管是不導通的,此後有一軟開通過程。由圖6中SPWM1與SPWM2的比較可以看出,誤差信號滯後於基準信號有利於抑制正弦波輸出信號在過零點的振盪。 2    計算機仿真與實驗結果     應用電子電路計算機輔助分析於設計軟件Matlab,分別對上述兩種控制方法進行了仿真。     仿真條件:輸出220V,f=25Hz 2.1    單邊SPWM控制的仿真波形     單邊SPWM控制的仿真波形如圖7所示。從圖7可以明顯地看到,正弦波在過零點的時候有明顯的振盪,跟理論分析完全吻合。 圖7    單邊SPWM控制方法仿真波形  2.2    雙邊控制方法之仿真波形     雙邊SPWM控制的仿真波形如圖8所示。從圖8可以明顯地看到,正弦波在過零點的時候沒有振盪,跟理論分析完全吻合。 圖8    雙邊SPWM控制方法仿真波形 3    實驗結果與討論 3.1    單邊SPWM控制方法之實驗波形     實驗波形如圖9,圖10所示。 圖9    單邊SPWM控制方法之實驗波形(閉環前) 圖10    單邊SPWM控制方法之實驗波形(閉環後) 3.2    雙邊SPWM控制方法之實驗波形     實驗波形如圖11所示。 圖11    雙邊SPWM控制方法之實驗波形 3.3    討論     由仿真波形和實驗波形可以看到,單邊SPWM控制方法在過零點有很大的振盪,並且由實驗可以得知,單邊SPWM控制方法在沒有閉環前振盪得十分厲害,而且電感有很大的噪音,單邊SPWM控制方法在閉環以後也有振盪,電感依然有噪音。     雙邊SPWM控制方法有很好的抑制過零點振盪的作用,實驗時,雙邊SPMW控制方法在閉環前和閉環後過零點都沒有振盪,電感的噪音也很小。 4    結語     就單極性逆變,本文分別對其中的單邊與雙邊SPWM的產生方法及控制方法以及其在正弦波電壓過零點附近的振盪情況進行了分析。理論分析表明,並通過仿真與電路試驗證明,雙邊SPWM中的控制器輸出,因沒有在過零點附近發生大的突變,其性能更為優越。

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    單極性步進電機控制器電路--Unipolar Stepper Motor ControllerThis is a very good integrated circuit. There is no need for any external glue logic to drive the circuit, there is only 2 pins to drive the motor, one for controlling the direction and the other to trigger the stepping pulses. It provides a very compact design that drives 5 or 6 or 8 wire stepper motors. The 5 or 8 wire stepper motors are treated as a variation on the 6 wire motor. That is, the 5 has the two common wires from the coils center taps joined inside the motor (saves joining them outside the motor), however some confusion may occur with the ends of the other coils as to which joins with which, however trial and error to determine this will not hurt anything. In the 8 wire motor case the joined center taps will have to worked out by you. You will know which coil is joined to which coil, however experimentation may be required to determine polarity.  The resistors R1 & R2 are only necessary if the supply voltage to the motors is above 10 volts or so, and are really only necessary near max voltages and tuning the response times of the motor for high speeds. See data sheets for details.There should be very little problem getting hold of six wire motors that make the connections obvious. These motors are by far the most common where any degree of power is required, e.g. in printers. Non-working dot matrix printers are fairly common now-a-days and the motors in them are excellent starting points for experimentation. You will also get belts, pulleys and gears thrown in (may be even a power supply if your are adventurous).A very simple Printed Circuit Board DesignFeatures of the chip: 1.5A Maximum Output Current 35 V Output Sustaining voltage Wave-Drive, Two-Phase, and Half Step Formats Internal Clamp Diodes Output enable control Power on reset Internal Thermal Shutdown Sequence                   ConnectionsTwo-Phase Drive Sequence   Pin 9 GND  Pin 10 GND   (Simplest choice)Wave Drive Sequence        Pin 9 5v   Pin 10 GNDHalf Step Drive Sequence   Pin 9 GND  Pin 10 5VThis driver will allow you to scale up your project considerably as the power will be much greater with the bigger motors and higher voltages and currents. The draw back is that the engineering that goes along with them will also have to be more substantial. The larger stepper motors are very heavy for desktop models but will be very versatile for the larger experiment.Commercial Kit and Data SheetsAn excellent, high quality kit (Nos:109) to experiment with this driver can be purchased from  Wiltronics Research PTY LTD5-7 Ripon St (North)Ballarat 3350AUSTRALIAPhone (03)5331 1947  It provides a 5 volt regulated supply, indicator LEDs, 555 oscillator for pulses and miniature switches to control direction and stepping modes. Single step or free funning can be chosen as well full data sheets provided. They also provide data sheets with the circuit. Contact them for prices. While not the cheapest way to go it is the best seen so far.

    時間:2010-01-18 關鍵詞: 控制器電路 步進電機 單極性

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