• ADI公司電路筆記——適用於IEPE傳感器的24位數據採集系統

    ADI公司電路筆記——適用於IEPE傳感器的24位數據採集系統

    評估和設計支持 電路評估板 IEPE傳感器DAQ測量板(EVAL-CN0540- ARDZ) 設計和集成文件 原理圖、佈局文件、物料清單、軟件 電路功能與優勢 圖1所示的參考設計是一款高分辨率、寬帶寬、高動態範圍的、IEPE (Integrated Electronics Piezoelectric)兼容接口數據採集(DAQ)系統,其與ICP® (IC Piezoelectric)/IEPE傳感器接口。IEPE傳感器最常用於振動測量應用,但也有很多IEPE傳感器用於測量温度、應變、衝擊和位移等參數。 本電路筆記聚焦於該解決方案的振動應用,尤其是狀態監控領域,但儀器儀表和工業自動化領域也有大量應用以類似方式使用IEPE傳感器,並且由類似的信號鏈提供服務。 具體而言,狀態監控使用傳感器信息來幫助預測機器狀態的變化。跟蹤機器狀態的方法有很多,但振動分析是最常用的方法。通過跟蹤振動隨時間的分析數據,可以預測故障或失效以及故障源。 工業環境需要穩健可靠的檢測方法,這給振動檢測增加了難度。瞭解機器的狀況有助於提高效率和生產率,並使工作環境更安全。 市場上大多數與壓電傳感器接口的解決方案都是交流耦合式,缺乏直流和亞赫茲測量能力。 CN-0540參考設計是一種直流耦合解決方案,可實現直流和亞赫茲精度。 通過查看IEPE振動傳感器在頻域(直流至50 kHz)中的完整數據集,並使用快速傅立葉變換(FFT)頻譜中發現的諧波的位置、幅度和數量,可以更好地預測機器故障的類型和來源。 數據採集板為Arduino兼容外形尺寸,可以直接與大多數Arduino兼容開發板接口並由後者供電。 ADI公司的Circuits from the Lab®電路由ADI公司的工程師設計構建。每個電路的設計和構建都嚴格遵循標準工程規範,電路的功能和性能都在實驗室環境中以室温條件進行了測試和檢驗。然而,您需負責自行測試電路,並確定對您是否適用。因而,ADI公司將不對由任何原因、連接到任何所用參考電路上的任何物品所導致的直接、間接、特殊、偶然、必然或者懲罰性的損害負責。 圖1.IEPE壓電振動傳感器的狀態監控信號鏈 電路描述 圖1所示電路是IEPE傳感器的傳感器到比特(數據採集)信號鏈,包括電流源、帶數模轉換器(DAC)的電平轉換和衰減級、三階抗混疊濾波器、模數轉換器(ADC)驅動器及全差分Σ-Δ型ADC。 可編程電流源以恆定電流驅動壓電加速度計。輸出電流可通過外部電阻設置,根據傳感器和電纜的類型,通常設置在2 mA和20 mA之間。 DAC的緩衝和放大輸出以及電平轉換運算放大器,將輸入信號偏移至接近2.5 V共模電壓(VCOM),以平衡抗混疊濾波器的輸入和全差分放大器(FDA)的輸入。基準電壓源將FDA供電軌的第二個輸入設置為VCOM的2.5 V,確保滿足輸入裕量要求,並且輸出是為驅動ADC而優化的全差分電壓。 抗混疊濾波器將信號鏈的帶寬設置為54 kHz。壓電加速度計的帶寬高達20 kHz,但就相位延遲而言,選擇了更寬帶寬的信號鏈,從而在3軸測量中實現更好的相位匹配性能。(進一步的帶寬限制發生在ADC的數字濾波器中,但相位延遲是已知且確定的。) ICP/IEPE加速度計 任何IEPE振動傳感器都可以與CN-0540參考設計接口,因為所有IEPE振動傳感器都利用相同的原理工作,但具有不同的偏移電壓、噪聲電平、帶寬和靈敏度。IEPE輸出信號既攜帶交流電壓,也攜帶直流電壓,其中與振動相關的交流電壓被直流轉換到介於7 V和13 V之間的某個電壓電平。此直流電平隨傳感器的不同而異,並且對於任何給定的傳感器,它都有相對於時間、温度和勵磁電流的漂移分量。 IEPE傳感器必須由電壓範圍足夠高的電流源供電,以完全覆蓋傳感器的幅度。IEPE傳感器的典型激勵電壓為24V。 信號鏈的輸入可以接收高達10 V p-p的信號幅度,偏移電壓最高可達13 V。直流失調通過施加直流失調校正信號來消除,從而允許在任意低頻下工作。 圖2.ICP加速度計模塊連接 圖2顯示了一個傳感器的ICP加速度計框圖,其由恆流源供電並連接到直流耦合信號鏈。傳感器的最大帶寬與激勵電流成正比,與電纜電容成反比。選擇恆定電流電平時,必須考慮傳感器的最大期望輸出電壓和電纜類型,可通過下式確定: 其中: fMAX為傳感器的最大頻率,單位為Hz。 IC為恆定電流,單位為mA。 1 mA為傳感器的功耗要求。 C為電纜電容,單位為pF。 V為傳感器的最大峯值電壓輸出,單位為V。 注意在式1中,從提供給傳感器的總電流(IC)中減去了1 mA,該近似1 mA電流是用於為傳感器本身供電,而其餘電流則用於驅動電纜。此數字因傳感器而異。 例如,此參考設計使用PCB Piezotronics生產的333B52型ICP加速度計進行了測試,最大峯值輸出為10 V,電纜長度為10英尺,電容為29 pF/英尺,激勵電流為2.5 mA。應用式1,傳感器的最大理論帶寬為82.3 kHz。電纜和所選的電流水平均未限制傳感器的性能。 恆流源 設計恆流源(CCS)和考慮噪聲性能時應多加註意。低電流噪聲至關重要,因為當驅動信號鏈的輸入阻抗時,電流噪聲會被轉換為電壓噪聲。 圖3.恆流源 圖3顯示了一個2端子電流源,其電阻RSET和ROUT將輸出電流設置為2.5 mA,電容CSET限制電流噪聲的帶寬。LT3092的內部10μA基準電流源使RSET兩端保持穩定的VSET。VSET鏡像到ROUT兩端,根據式2設置輸出電流。 請注意,由於內部基準電流從SET端子流出,因此實際的IOUT電流比式3給出的輸出電流要大10μA。 數據手冊建議RSET = 20kΩ,以將RSET兩端的壓降設置為200 mV,使失調電壓的影響最小。(在較小的VSET上,失調電壓更為明顯。)電阻產生的白電流噪聲由式3給出。 其中: T為絕對温度,單位為K。 k為玻耳茲曼常數(J/K)。 R為電阻。 電阻電流噪聲與電阻倒數的平方根成正比,因此將RSET的值從建議的20 kΩ增加到120 kΩ時,ROUT也需要成比例地增加(而輸出電流保持在相同水平),導致整體噪聲電流下降。建議在RSET兩端接一個電容CSET,用以降低RSET和LT3092內部電流基準的電流噪聲。CSET電容旁路LT3092產生的電流噪聲。 如圖3所示,對恆流源進行了LTspice仿真,以優化元件值和佈局依賴性。為了仿真Keysight E3631台式電源(其兩路輸出串聯連接,總電壓設置為26V),我們建模了一個非理想電壓源,其在20 MHz帶寬內具有0.7 mV rms的電壓噪聲和224 nA rms的電流噪聲。 表1列出了不同元件值組合的均方根噪聲。均方根電流噪聲針對1 mHz至100 kHz的帶寬進行了仿真。CCOMP的作用類似於高通濾波器,將噪聲從電壓源傳遞到輸出。進一步增加RSET和ROUT有助於降低電流噪聲,但也會導致電阻上的壓降更高,從而降低容許的信號擺幅。 表1.降低LT3092電流噪聲 1 無需元件。 當使用具有高電感的長電纜時,穩定性可能成為問題。有關補償感性負載的更多信息,請參閲LT3092數據手冊。 要計算電流源提供的可用傳感器激勵電壓,請使用下式: 其中: VDD為恆流源的電源電壓。 LT3092DROP為IC本身的壓差(負載電流最高10 mA時,其通常為1.2 V)。 RSET×10μA給出電阻上的壓差,其設置輸出電流電平,內部10μA電流流過電阻。 在這種情況下,可用激勵電壓為23.6V。 電壓電平轉換器 電壓電平轉換器可承受高達13 V的傳感器偏移電壓,信號擺幅最高可達10 V p-p,支持市場上的大多數壓電傳感器。選擇的是帶運算放大器的反相電壓電平轉換器拓撲,需要一個正轉換電壓來降低輸入電壓,以適應FDA級的輸入要求。 圖4.反相電壓電平轉換器 圖4顯示了一個帶運算放大器的反相電壓電平轉換器拓撲。轉換電壓通過下式計算: 電壓轉換器產生的VOUT電壓設置為儘可能接近VCOM (2.5 V),以平衡下一級中FDA的輸入。RF/RIN比值(運算放大器的衰減)必須遵循以下約束: • 轉換運算放大器的電源電壓:5 V • 轉換電壓範圍:0 V至5 V • 運算放大器的穩定性 • ADC的滿量程範圍:±4.096 V • 輸入信號幅度:10 V p-p • 輸入直流偏移電壓:最高13 V 0.3的衰減是合理的折衷方案,下一級中的較小增益可使ADC的輸入幅度最大化,並提高信噪比(SNR)。請注意,電平轉換器輸出端的信號和噪聲都會被放大,因此最大限度地降低電平轉換器的輸出噪聲至關重要。 在CN-0540中,輸入阻抗和輸入噪聲之間進行了折衷,輸入噪聲電平足夠低,輸入電阻則足夠高,以防止引入測量誤差。壓電傳感器一般為低阻抗輸出(數百歐姆)傳感器,哪怕相對較低的信號鏈輸入阻抗(數十kΩ)也會引入不到1%的誤差。作為折衷方案,選擇的最終輸入阻抗RIN = 50kΩ。 使用下式計算輸入短路時電平轉換器模塊的電壓噪聲: 其中電阻的噪聲貢獻計算如下: 其中: k為玻爾茲曼常數。 T為絕對温度,單位為K。 R為電阻,單位為歐姆。 在平方之前,必須將除RIN以外的所有貢獻乘以噪聲增益。反相運算放大器配置的噪聲增益與同相配置的噪聲增益相同。 使用下式計算反相輸入運算放大器的噪聲貢獻: 其中NG為電路的噪聲增益。 電壓電平轉換器模塊的單極點RC濾波器可限制噪聲。使用下式計算電壓電平轉換器產生的噪聲均方根值: 第一級的噪聲貢獻為20.8μVrms,其中最重要的噪聲貢獻者是RIN,這是將輸入阻抗設置得足夠高以使負載引起的誤差最小化的結果。 直流偏置補償技術 每個IEPE加速度計都有一定的直流偏置電壓,此電壓沒有攜帶任何有用的信息,因此必須將其消除。如果信號鏈中使用了直流耦合,便可讓輸入電壓直流轉換以抵消直流偏置電壓,使得ADC僅接收輸入電壓的交流部分,而沒有任何直流偏移。精確的直流轉換對於直流測量的精度和測量動態範圍的最大化至關重要。 使用式5中的轉換電壓可以找到確切的轉換電壓。按照這種方法,必須分別為每個電路板和傳感器進行不同温度下的數次測量,從而確保測量的準確性。 本電路使用了其他更精確、可靠且自動化的技術。CN-0540中採用了定製的逐次逼近算法。標準逐次逼近模型使用DAC至ADC控制環路估算未知電壓電平的最終位置,而該定製逐次逼近算法試圖使用DAC至ADC環路將ADC輸入端的平均電壓設置為儘可能接近於0。換句話説,主要目標是將FDA的兩個輸入設置為相同電壓電平,即VCOM = 2.5V。 表2.輸入偏置電壓補償過程 表2顯示了使用逐次逼近算法補償輸入偏置電壓的過程。由於選擇了16位DAC,因此進行了16次迭代。在此過程的最開始,DAC被設置為半量程輸出。每次將DAC設置為新值時,均要測量平均電壓。如果平均電壓為正,則將1位權重加到當前DAC輸出,否則就從當前DAC輸出中減去1位權重。由於輸入運算放大器使用反相配置,因此該過程是相反的。 第四個DAC輸出= (215 – 1) + 214 + 213 – 212 = 53,247 (11) 式11顯示了加上或減去的位權重。215 − 1為初始半量程值,然後是兩次向上和一次向下,意味着加上第14 位和第13 位,並減去第12 位。 由於傳感器的內部結構,壓電傳感器本身會產生相當顯著的電壓噪聲。傳感器通電後,傳感器始終會拾取環境噪聲,導致更多噪聲從機械環境事件轉換為電壓噪聲。為了僅提取壓電傳感器的直流偏置電壓,以及消除相當顯著的噪聲(隨機噪聲或週期性噪聲),直流偏置補償過程中會進行大量平均運算。 電平轉換DAC 選擇具有27個可選I2C地址的16位電壓輸出DAC (LTC2606)進行電平轉換。DAC與ADC共享4.096 V基準電壓。為了實現轉換運算放大器的同相輸入端預設的0 V至5 V完整轉換電壓範圍,並降低DAC輸出電壓噪聲,電路增加了一個外部緩衝器。該緩衝器具有Sallen-Key結構,截止頻率為100 Hz,增益為1.22。具有增益輸出的DAC的1 LSB為 從DAC到ADC輸入的路徑上還有其他增益。ADC輸入端觀測到的1 LSB變化放大4.23倍(所有增益的乘積),如下所示: 總LSBDAC = 其中,2.667是FDA的增益,1.3是轉換運算放大器的增益;當將變化的信號引入同相輸入端時,轉換運算放大器像同相運算放大器一樣工作,實際增益為1 + (RF/RIN)。式13的計算得出將傳感器調整到正確電平所引起的最大理論直流誤差。 表2證明,ADC轉換的DAC 1 LSB約為264μV。檢查最後兩個ADC讀數,差異僅為1 LSB,產生269μV。 圖5.RMS噪聲與輸入偏置電壓的關係 圖5顯示了僅將輸入偏置電壓施加於信號鏈輸入端時均方根噪聲如何變化。每次改變輸入偏置時,DAC都會將輸入調整至正確電平,確保失調誤差很低。信號鏈的均方根噪聲隨直流偏置的增加而增加,因為提供直流偏置的直流校準器在較高電壓輸出電平下會產生更多噪聲。 從圖5可知,動態範圍響應均方根噪聲的提高,導致輸入偏置電壓提高,如圖6所示。 圖6.動態範圍與輸入偏置電壓的關係,1 kHz 1 V p-p輸入 圖7顯示了系統線性度與輸入偏置電壓的關係,使用的輸入信號頻率為1 kHz,幅度為1 V p-p。圖7表明,輸入偏置電壓對線性度沒有明顯影響,總諧波失真(THD)保持穩定。 圖7.線性度與輸入偏置電壓 圖8顯示了整個温度範圍內ADC輸入端預設的失調電壓誤差。失調誤差是使用相同輸入電壓(10 V)在整個温度範圍內運行輸入偏置電壓補償程序而確定的。25°C下的測量結果定位0 V失調誤差。 圖8.10 V輸入偏置電壓在整個温度範圍內的失調電壓誤差 如圖1所示,使用了基準電壓為2.5 V的基準電壓芯片(ADR441A),確保VCOM穩定。此基準電壓IC具有很高的温度漂移特性,在-25°C至+ 85°C的温度範圍內,電壓變化值為2.75 mV。此變化乘以2.667的FDA增益,導致ADC檢測到7.33 mV的總温度漂移,該漂移隨後由DAC予以補償。 每次輸入電壓或VCOM發生變化時(VCOM僅因温度漂移而變化),DAC都會反向補償該變化。在這種情況下,僅VCOM發生變化,輸入偏置則保持穩定。ADR441A的電壓漂移占主導地位,這可以從圖8看出,其形狀與ADR441A的電壓漂移曲線相反。在指定温度範圍內,數字碼的總變化為32 LSB。 DAC緩衝器 DAC的內部緩衝器會限制電壓噪聲,必須進行濾波。由於DAC與ADC共享4.096 V基準電壓,因此DAC輸出也必須放大以提供0 V至5V。 圖9.帶緩衝器的DAC 圖9顯示了採用低通Sallen-key濾波器結構且具有增益輸出的電平轉換DAC。濾波器的截止頻率通過下式設置為大約100 Hz的較低值: 由於對Sallen-key濾波器拓撲應用了一個增益,因此必須考慮濾波器的穩定性。否則,緩衝器很可能會變成振盪器。另一個與穩定性相關的因素是濾波器質量(Q),此模塊必須加以考慮。Q因子應保持足夠低的值(小於0.707),以確保頻率響應在截止頻率處沒有峯化,滾降具有較和緩的斜率,而且開始頻率顯著早於截止頻率。低Q因子適合於需要在整個頻率範圍內具有高線性度的應用。注意,只要Q因子變為負值,結構便變得不穩定。使用下式確定Q因子: 其中k為Sallen-key拓撲的增益,如下所示: 對於圖9所示的值,截止頻率為102 Hz,k為1.215,Q為0.27,穩定性和平滑滾降均有保證。 我們比較了有緩衝器和無緩衝器的DAC轉換模塊的噪聲性能。請注意,用於該測量的信號鏈在輸入短路時具有12.3μV rms的噪聲和108.2 dB的動態範圍。該均方根噪聲是在64 kHz帶寬下測得的。 表3顯示了輸出電壓如何隨DAC碼變化。DAC輸出以漸進方式設置:從零到四分之一量程、半量程,最終達到四分之三量程。在最壞情況下,DAC轉換模塊的噪聲貢獻僅為1.3μV rms。 表3.ADC測得的DAC輸出的噪聲比較 抗混疊濾波器和FDA 抗混疊濾波器和FDA使用差分多反饋低通結構,並將單端信號轉換為差分信號。抗混疊濾波器的截止頻率設置為54 kHz,這比大多數壓電加速度計的帶寬要寬。該濾波器在2.3 MHz時提供−80 dB的阻帶抑制。 此級的增益設置為2.667,以便通過提升輸入幅度來更緊密地匹配ADC輸入的±VREF範圍,從而改善SNR。FDA也會放大寬帶噪聲,但由於抗混疊濾波器會限制寬帶噪聲,因此性能的降低小於信號增益帶來的改善。 模數轉換 AD7768-1是一款精密、單通道、24位Σ-Δ型ADC,選擇這款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz帶寬精度、低功耗、108.5 dB(典型值)動態範圍和−120 dB THD。 使用式17計算ADC的輸出數據速率: 其中: MCLK為主時鐘。 MCLKDIV為主時鐘分頻器係數。 FILTEROSR為所選數字濾波器的過採樣率(OSR)。 時鐘分頻器和濾波器OSR是寄存器設置,可以通過SPI總線進行更改。有限脈衝響應(FIR)和SINC5濾波器的OSR是在AD7768-1的寄存器映射中嚴格設置。用户可以使用下式將特定值寫入13位SINC3抽取率寄存器,從而將SINC3濾波器設置為自己偏好的OSR並更改輸出數據速率: 其中,ODR為所需的輸出數據速率,單位為Hz;213 為SINC3寄存器可接受的最大值。例如,對於4 Hz輸出數據速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式(MCLK/16),SINC3寄存器值為7999。 此參考設計的默認設置針對32 kHz的ADC測量帶寬進行了優化,如下所示: • 功耗模式:低功耗模式 • MCLK分頻器:16 • 濾波器類型:FIR • 濾波器抽取率:32 • 輸入預充電緩衝器:使能 • 基準電壓緩衝器:使能預充電 • VCM引腳輸出:(AVDD1 − AVSS)/2 • 轉換長度:24位 • 轉換模式:連續 • 校驗和:無校驗和 • 數據讀取模式:連續 • 狀態位:禁用 • DRDY信號:使能 針對低功耗、高要求的應用,兩個緩衝器均可關閉。但是,緩衝器保持開啓可改善整體THD和SNR。 表4.針對不同帶寬的建議ADC設置 表5.信號鏈噪聲測量 1 低紋波FIR濾波器帶寬 = 0.433×ODR。 信號鏈的實測性能 該信號鏈設計針對的是中等到更寬帶寬的振動檢測,較高的諧波和高於1 kHz的頻率成分很重要。設計必須權衡系統帶寬、線性度和可實現的噪聲性能。選擇較高的輸入阻抗以保持信號精度(線性度),在此設計中它決定了最大噪聲性能極限。信號帶寬也被設置得較寬,以保持系統在較高頻率下的響應。使用帶寬較窄的設計可以實現更低噪聲解決方案,消除更多的寬帶噪聲。 CN-0540將模擬輸入帶寬設置為54 kHz,但實際信號帶寬由ADC配置決定。 噪聲 在幾種不同情況下對整個信號鏈的噪聲性能進行了測量。 表5詳細列出了未連接任何傳感器時和添加1 kΩ負載電阻時信號鏈的典型噪聲性能。在信號鏈輸入端連接1 kΩ電阻的結果表明,恆定電流源會影響噪聲性能。電流噪聲轉換為電壓噪聲,乘以1 kΩ電阻,導致系統噪聲升高。 圖10顯示了輸入短路的系統的典型FFT圖。圖11顯示了輸入短路的直流耦合解決方案在整個温度範圍內的動態範圍。 圖10.輸入短路的直流耦合解決方案的FFT,DAC輸出為半量程 圖11.輸入短路的直流耦合解決方案在整個温度範圍內的動態範圍 傳感器噪聲貢獻 數據採集系統設計人員的常見目的是儘可能準確地捕獲傳感器輸出信號。這在實踐中意味着,系統性能應該由傳感器特性設置。傳感器的噪聲性能常常是整體測量系統的關鍵限制因素之一,瞭解這一點有助於確定設計的性能要求。 此設計的目標是支持傳感器以在大於1 kHz的帶寬提供振動數據,這些傳感器用於狀態監控應用的數據採集系統,以對旋轉式或往復式工廠設備進行預測性維護。 表6詳細列出了少量振動傳感器的性能水平和帶寬。傳感器選擇的主要考慮因素通常是帶寬、範圍、噪聲頻譜密度(NSD)和功耗。 ADXL1002和ADXL1004傳感器是低功耗器件,適用於功耗和帶寬至關重要的各種振動應用。這些加速度計適合於連續監控應用,例如物聯網(IoT)機器監控。 如需最高靈敏度和帶寬(較高頻率下的低噪聲和靈敏度至關重要),壓電傳感器仍然是最適合使用的傳感器。由於AD7768-1具有寬帶寬和低噪聲特性,因此該信號鏈可在超過10 kHz的較寬帶寬範圍內匹配典型傳感器的性能水平。 對於CN-0540,系統帶寬設置為54 kHz,信號鏈噪聲性能針對的是可以在該帶寬上實現>100 dB動態範圍的傳感器。例如,Piezotronics PCB 621B40型加速度計在30 kHz時可實現近105 dB的動態範圍。 通過調整各級的電阻值和增益,並且利用AD7768-1的較高過採樣模式,該電路可適用於動態範圍更高、帶寬更窄的傳感器。完整的分析超出了本文的範圍,但AD7768-1數據手冊中提供了有關使用過採樣時權衡動態範圍和帶寬的更多信息。 表6.傳感器及相應的噪聲密度測量結果 線性度 傳感器測量系統的線性度對於確保測量結果不會因傳感器輸出變化而變化至關重要。測量系統的精度不應隨輸出偏置電壓或傳感器信號幅度變化而變化。理想情況下,當測量系統的温度發生變化時,精度也應保持不變。 CN-0540被設計為儘可能線性,並在整個温度範圍內保持該線性度,因此對測量信號鏈的校準需求不多。系統對直流輸入電壓變化的非線性被報告為INL誤差。系統對正弦波輸入的非線性被報告為THD誤差。 圖12和圖13中的數據表明:在寬輸入電壓範圍內,直流線性度(INL)在±10 ppm以內;在寬温度範圍內,INL和THD均相對平坦。 圖12.不同温度下INL與輸入電壓的關係 圖13.THD與温度的關係 交流與直流耦合解決方案 CN-0540針對的是直流耦合應用場景,其中必須保留信號的直流分量,或者必須將系統的響應保持到低於1 Hz或更低的頻率。因此,該系統設計用於處理IEPE傳感器的大直流偏置。 但是,某些系統可能不需要低至DC的響應,在這些情況下,交流耦合輸入通道是可接受的。 兩種解決方案的主要區別在於信號鏈的複雜性以及直流和低頻時的精度。交流耦合解決方案的複雜度較低,但在低頻時精度不高。 用户可以插入一個耦合電容與輸入電阻串聯,使該設計適應交流耦合設計。如需更多信息,請參閲設計支持包中的原理圖文件。 插入耦合電容的效果是將輸入響應變為高通響應,在這種情況下,通常選擇遠小於10 Hz的極點頻率。此濾波器不僅阻隔直流偏置電流,而且會消除一些1/f噪聲。交流耦合系統的動態範圍似乎高於直流耦合版本,但這僅僅是由於消除了低頻噪聲。這樣做的代價是對低頻振動測量數據的靈敏度降低。 由於DAC輸出以及信號鏈輸入端缺少高通濾波器,直流耦合解決方案的噪聲預期也會更高。圖14顯示了CN-0540交流耦合時的響應,其高通截止頻率為1 Hz。測量條件如下:信號鏈的輸入短路,使能恆流源,ADC處於低功耗模式,MCLK/16,FIR濾波器抽取率為32,直流耦合測量。 圖14.輸入短路的交流耦合解決方案的FFT 如果實施交流耦合解決方案,則必須選擇正確的電容類型以獲得最佳性能。一般而言,陶瓷電容會因為壓電效應而產生噪聲,因為電壓係數(相對介電常數隨施加的電壓而變化)和電介質吸收而產生非線性。鉭電容可提供合理的性能,並且可製造出寬範圍的電容值,最高可達數百μF。在交流耦合情況下,鉭電容可以實現的THD性能水平與直流耦合系統相似,但頻率須高於10 Hz。為了準確表示更低頻振動,最好選擇直流耦合版本。 系統電源 CN-0540帶有一個最優電源解決方案,支持通過3.3 V單電源軌為整個信號鏈供電。 電源解決方案 圖15顯示了CN-0540電源部分的簡化框圖。為了與具有Arduino樣式連接的微控制器和其他開發板兼容,該板的電源解決方案設計為採用3.3 V單電源(通常由Arduino兼容板提供)供電。 為了確保系統的穩定性,微控制器板應能通過3.3 V電源向振動監控板供應至少250 mA的電流。這不算微控制器板本身從該電源獲取的電源電流。 雖然CN-0540評估板在穩態工作時不需要250 mA電流,但在初始上電階段,可能有高達200 mA或更高的浪湧電流並持續最長30 ms。如果微控制器板無法承受此電流,可能導致微控制器板上發生復位。如果發生意外復位,請檢查微控制器板的電流輸出規格。 圖15.電源部分框圖 電源解決方案包括三個電壓域:3.3 V域、5 V域和26 V域。它還包括用於IEPE傳感器的2.5 mA電流源。 Arduino兼容板提供CN-0540直接使用的IOREF電源,因此不需要電源解決方案。IOREF為AD7768-1 (IOVDD)提供數字接口電源,併為16.384 MHz主時鐘源供電。 CN-0540與低至1.8 V的IOREF電壓兼容,因此CN-0540板可連接至邏輯電平較低的微控制器板。 所提供的電源解決方案電路的目的是讓CN-0540板可以從單個低壓電源(通常由微控制器板提供)供電,並從該電源生成其他所需的電壓軌。在CN-0540上,原始3.3 V輸入供電軌直接用於為AD7768-1提供數字接口邏輯電源(AVDD2電源),而且還為DC-DC級提供電源,從而將電壓提升至5 V和26 V。 第一個DC-DC級將3.3 V升壓至7 V,然後通過LTC3459和ADP7118器件組合調節至5 V,以提供AD7768-1、LTC2606和ADR4540基準電壓源以及相關放大器級所需的乾淨供電軌。 第二個DC-DC級將3.3 V升壓至28 V,然後通過LT3494和LT3008器件組合調節至26 V。這個乾淨的26 V電源軌用於為LT3092電流源供電,從而為IEPE傳感器提供2.5 mA電流和高達26 V的電壓。 功耗測量 功耗測量直接從3.3 V和IOREF供電軌進行。因此,功耗測量包括電源解決方案元件本身的貢獻。 由於恆流源,流向26 V供電軌的電流是恆定的,不會隨ADC設置而變化。 系統其餘部分的功耗在ADC的不同工作模式下進行了測量。信號鏈輸入端放置了一個1 kΩ負載電阻,以為恆流源流出的電流提供一條路徑,並在AD8605的輸入端保持直流偏置。 功耗 ADC上影響功耗的最重要寄存器設置為 • 電源模式 • MCLK分頻器 • MCLK頻率 • 濾波器類型 • 濾波器抽取率 • VCM引腳輸出分壓器 • 模擬輸入預充電緩衝器 • 基準電壓緩衝 • 通用輸入/輸出(GPIO) 系統默認配置 對於ADC設置,針對窄帶寬測量的系統默認配置如下: • MCLK分頻器:MCLK/16 • 功耗模式:低功耗模式 • FIR濾波器,抽取率超過32 • VCM引腳輸出:(AVSS − AVDD)/2 • 基準電壓(REF)緩衝器:預充電開啓 • 模擬輸入(AIN)緩衝器:預充電開啓 • MCLK頻率為16.384 MHz • 使能FDA,低功耗模式 • 使能DAC緩衝器 • DAC輸出設置為半量程 該參考設計中包含的大多數測量均使用系統默認配置。 表7.各種數據速率下的功耗 1 FDA處於全功率模式。 2 FDA處於低功耗模式。 AD7768-1上的模擬輸入和基準電壓輸入緩衝器設置為預充電模式。ADA4945-1 FDA設置為低功耗模式。在全功率模式下,FDA可以提供更寬的帶寬和更好的線性度性能。但是,由於此設計的目標帶寬小於50 kHz,因此低功耗模式就夠了。通過使能AD7768-1內部預充電緩衝器,可以實現更好的線性度和噪聲性能,而不會顯著增加系統功耗。有關匹配驅動器放大器以及使用AD7768系列的輸入緩衝選項的更多信息,參見應用筆記AN-1384。 常見變化 對於更高通道數的系統,多通道AD7768和AD7768-4是AD7768-1的合適替代產品。ADC的噪聲和線性度與AD7768-1相似,但這些器件的優勢是可在單個芯片中提供多達8個同步通道,從而簡化多通道IEPE DAQ設計的實現。 其他可以考慮用於振動和狀態監控信號鏈的ADC有AD4000、AD4002和AD7380。 ADA4610-1適用於第一級信號調理和電平轉換,但需要更高的電源電壓才能正常工作。ADA4807-1和ADA4940-1是ADC輸入抗混疊濾波器和驅動器級的替代產品。 ADAQ7980/ADAQ7988是16位ADC μModule®數據採集系統,ADC和ADC驅動器級以及最關鍵的無源元件均被集成到系統級封裝(SiP)設計中。建議在尺寸或實現的簡易性更為關鍵的場合使用這些器件。 這些方案允許根據性能(噪聲或線性度)、解決方案尺寸和成本來選擇信號鏈元件。 電路評估與測試 下面概述CN-0540電路設計的測試程序和結果的收集。有關硬件和軟件設置的完整詳細信息,參見CN-0540用户指南。 設備要求 需要以下設備: • EVAL-CN0540-ARDZ參考設計板 • Terasic DE10-Nano FPGA • 帶有CN-0540參考軟件的FPGA Linux鏡像 • 帶有高清多媒體接口(HDMI®)端口的顯示器 • HDMI轉HDMI電纜 • 帶有USB加密狗的無線鍵盤和鼠標 • USB on-the-go (OTG)電纜(micro USB轉USB) • 精密交流電源(例如,Brüel&Kjær AP2700或類似精密正弦波發生器) • 帶BNC和SMA終端的同軸電纜 圖16.CN-0540參考設計板的3D渲染圖 開始使用 基本測試設置要求將EVAL-CN0540-ARDZ板插入支持的FGPA載板。載板需要為EVAL-CN0540-ARDZ板供電、運行嵌入式Linux鏡像、捕獲數據並顯示數據。該軟件可從ADI公司網站獲得,其支持Terasic DE10-Nano和類似的Arduino兼容FPGA載板。 圖17.設置框圖 要測試該板的基本功能,請將精密高質量正弦波或任意波形發生器連接到EVAL-CN0540-ARDZ板的模擬輸入連接器。 分步説明如下: 1. 插入Arduino接頭,將EVAL-CN0540-ARDZ評估板安裝到載板上(Terasic DE10-Nano),如圖18所示。 圖18.EVAL-CN0540-ARDZ安裝在Terasic DE10-Nano載板上 2. 將同軸電纜的BNC端連接到信號源單端或不平衡輸出,另一端連接到EVAL-CN0540-ARDZ模擬輸入SMA連接器(參見圖19)。 圖19.同軸電纜連接到CN-0540模擬輸入連接器的特寫照片 3. 將ADI FPGA Linux鏡像加載到micro SD卡上。 4. 配置micro SD卡以對CN-0540和載板使用正確的文件。 5. 將HDMI電纜從Terasic DE10-Nano連接到顯示器。 6. 將USB OTG電纜連接到Terasic DE10-Nano上的micro USB端口,然後插入無線鼠標/鍵盤的USB加密狗。 7. 使用所提供的電源,將管式插孔連接到DE10-Nano,然後接通Terasic DE10-Nano電源開關。 8. 按照如下步驟開啓正弦或任意波形發生器的電源: a. 將信號類型設置為正弦波。 b. 在1 kHz下將電平設置為1 V p-p。 c. 使能輸出。 9. 運行該軟件並捕獲生成的ADC數據和FFT數據。 圖20和圖21中的兩幅圖顯示了按照步驟1至步驟9所述進行配置時載卡的預期典型捕獲結果。圖20顯示了ADC捕獲數據的時域視圖,説明了多個樣本的預期幅度。 圖20.時域數據 圖21顯示了經過處理後顯示為頻域FFT圖的相同數據。 圖21.所捕獲數據的FFT 有關硬件和軟件設置的更多信息,請參閲CN-0540用户指南以瞭解詳情。 壓電加速度計傳感器結果 為了實現合理的噪聲測量,必須讓壓電加速度計保持穩定——要麼使用主動振動台來抵消環境振動,要麼將其固定在大型物體上以減少從環境中拾取的振動。在壓電加速度計直接連到信號鏈輸入端的場合,使用了固定到大型物體的方法。所用傳感器為Piezotronics PCB 333B52型3 kHz傳感器。 圖22顯示了連接傳感器時獲得的FFT的比較性能圖。系統的噪聲主要由傳感器信號決定。 圖22.連接有無源穩定壓電傳感器的直流耦合解決方案的FFT

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  • Teledyne DALSA的Linea HS 32K TDI相機在國際光學工程學會上榮獲稜鏡獎

    Teledyne DALSA的Linea HS 32K TDI相機在國際光學工程學會上榮獲稜鏡獎

    加拿大滑鐵盧,2021年3月3日——作為一個Teledyne Technologies公司,Teledyne Imaging的子公司Teledyne DALSA高興地宣佈,其電荷域 CMOS TDI相機Linea HS 32K TDI在國際光學工程學會上榮獲質量控制類稜鏡獎。 Teledyne DALSA線掃描系列產品的高級產品經理Xing-Fei He表示:“我們很高興Linea HS 32K TDI相機得到認可,獲得‘市場上最好的光學和光子學產品’這一殊榮。在Teledyne,我們努力提供能夠在工業應用中發揮作用並提高質量的解決方案。” Linea HS 32k TDI相機使用帶有獨特的像素偏移設計的超級分辨率技術,此技術正在申請專利。該相機可以捕獲32768像素的數據,這使得用户可以在使用現有的光學鏡頭和採光的同時,大大提高亞像素缺陷的可檢測性。這一新技術大大降低了系統層面的成本。 Teledyne Imaging由隸屬於Teledyne集團下一些在技術上處於領先地位的公司組成。Teledyne Imaging憑藉數十年的經驗,在光譜領域形成了許多無與倫比的專業技能。每個公司不僅獨自提供一流的解決方案,而且相互團結並利用彼此優勢,提供世界上最深、最廣的成像及相關技術系列產品。從航空航天到工業檢查、科學研究、光譜學、射線照相、放射療法、地理空間測量以及先進的MEMS和半導體解決方案,Teledyne Imaging在全球範圍內提供客户服務和專業技術,應對最艱鉅的任務。它們採用的工具、技術和視覺解決方案旨在為客户提供獨特的競爭優勢。 所有商標均由各子公司註冊。 Teledyne Imaging保留隨時進行更改的權利,恕不另行通知。

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  • Teledyne Imaging 亮相 Vision China 2021

    中國上海,2021 年 3 月 16 -- Teledyne Imaging 將於 3 月 17 至 19 日期間在上海新國際博覽中心舉行的中國國際機器視覺展覽會暨機器視覺技術及工業應用研討會(Vision China Shanghai 2021)參展,展位為 W1 號展廳,W1-1800。 歡迎蒞臨 Teledyne Imaging 的聯合展位, 參觀者有望目睹一系列針對視覺檢測、物流、機器人技術及包裝應用的線掃描和麪陣掃描傳感器、圖像採集卡、視覺系統、軟件和智能相機。亮點如下: 1. 線掃描相機和嵌入式視覺 · 業內首創 Multifield™ CMOS TDI 相機,Teledyne DALSA 的新型 Linea HS 可一次掃描中採集明場、暗場和背光圖像。與 Xtium™2 CLHS 高性能圖像採集卡結合使用時,這些型號可實現無以倫比的數據吞吐量。 · Linea Lite 是 Linea 最新加入的一個系列,Linea Lite 包裝雖小,但卻能提供較高性能。 · Z-Trak 3D 掃描儀的精選“在線演示”支持多達 16 個 3D 傳感器,有助於使用激光三角測量和穩健的在線測量去除遮掩並提供實時高度測量。 · Sherlock8 - 下一代視覺應用軟件支持 1D、2D、3D 和熱感相機。包括支持“基於規則”和“基於學習”的 AI 深度學習 視覺工具、並行處理、工廠協議及自定義用户界面。 · VICORE – 新一代智能相機系統支持高達 25M。VICORE 系統設有集成軟件、I/O、PLC 支持,並可處理傳統的 2D 和 3D 及紅外檢測。 · BOA Spot-XL – 新型智能傳感器簡單易用,幷包含測量、缺陷檢測和機器人指導以及產品識別 (1D/2D/OCR) 等所有視覺功能。 2. 智能傳感器 · Teledyne e2v 的 Emerald™ 67M 圖像傳感器 實現了電子產品檢測、高端監控和航空成像的超高分辨率。其 8K 平方分辨率及其高幀速率,使吞吐量和檢測率得以提高。 · 新型高分辨率 Hydra3D™ 飛行時間 CMOS 圖像 專為 3D 檢測和距離測量所定製。它擁有尖端的 10 µm 三抽頭像素,並支持最新的工業應用,包括視覺引導機器人技術、物流以及自動導引車。 3. sCMOS 相機 · Teledyne Photometrics 擁有其最新的背照式 sCMOS 相機 Prime BSI Express 和 Kinetix。既能實現 95% 的量子效率、低讀取噪聲,又能實現極高速度(Prime BSI Express 為 95 fps,Kinetix 為 500fps,全幀)。 · Prime BSI Express 相機的小巧外形和 USB 接口使其能適應最廣泛的配置。 · Kinetix 相機的 1000 萬像素傳感器提供 29.4 mm 的視野範圍,為新發現帶來無限可能。 4. 面掃描相機 · Teledyne 的首創 CXP 相機,專門針對性能而設計,以 Genie Nano 久經考驗、業界領先的聲譽為基石。 · Teledyne Lumenera 的新型 Lt 系列相機提供板級和封閉版本的高性能 USB3 機型(200 萬至 2000 萬像素範圍內)。 主題內容專家將隨時就產品開發計劃及先進技術展開討論,為您的視覺挑戰提供技術支持。

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  • 貿澤電子發佈全新RISC-V資源頁面

    貿澤電子發佈全新RISC-V資源頁面

    2021年3月5日 – 專注於引入新品推動行業創新的電子元器件分銷商貿澤電子 (Mouser Electronics) 推出專門介紹開源指令集架構 (ISA) 的全新RISC-V資源頁面。工程師和設計人員如需瞭解此綜合性頁面,可訪問貿澤電子相關網站。 RISC-V因為不受專有體系架構標準的限制,在體系架構上為可擴展軟硬件提供了非常大的自由度。開源ISA是5G、人工智能和物聯網 (IoT) 等創新技術持續發展的關鍵因素。RISC-V得到了以分享開源創意為共同理念的全球性社區的支持。 貿澤的新RISC-V資源網站提供了一系列關於該技術的創新應用文章,例如連接互聯網的AI面部檢測、開源安全性和靈活的處理器設計。該網站還探討了RISC-V開發中使用的一些關鍵策略,並提供了RISC-V開發套件的視頻和產品信息。 貿澤提供了多種基於RISC-V的設備,包括Microchip Technology PolarFire SoC FPGA Icicle套件,一種能夠為工業自動化、物聯網設備和汽車等應用提供可靠計算的低成本平台;以及Terasic Technologies T-Core FPGA MAX 10開發板,一個支持協議橋接、模數轉換和電機控制驅動的強大硬件設計平台。

    貿澤電子 貿澤電子 RISC-V ISA

  • 嵌入式微控制器應用中的無線(OTA)更新:設計權衡與經驗教訓

    嵌入式微控制器應用中的無線(OTA)更新:設計權衡與經驗教訓

    摘要 許多嵌入式系統部署在操作人員難以或無法接近的地方。物聯網(IoT)應用尤其如此,這些應用通常大量部署並且電池壽命有限。實例包括監控人員或機器健康狀況的嵌入式系統。這些挑戰加上快速迭代的軟件生命週期,導致許多系統需要支持無線(OTA)更新。OTA更新用新軟件替換嵌入式系統的微控制器或微處理器上的軟件。雖然很多人非常熟悉移動設備上的OTA更新,但在資源受限的系統上設計和實施會帶來許多不同的挑戰。本文將介紹針對OTA更新的若干不同軟件設計,並討論其優缺點。我們將瞭解OTA更新軟件如何利用兩款超低功耗微控制器的硬件特性。 構建模塊 服務器和客户端 OTA更新用新軟件替換器件上的當前軟件,新軟件以無線方式下載。在嵌入式系統中,運行此軟件的器件通常是微控制器。微控制器是一種小型計算器件,其存儲器、速度和功耗均很有限。微控制器通常包含微處理器(核心)和用於執行特定操作的數字硬件模塊(外設)。工作模式下典型功耗為30μA/MHz至40μA/MHz的超低功耗微控制器是此類應用的理想選擇。使用這些微控制器上的特定硬件外設並將其置於低功耗模式,是OTA更新軟件設計的重要組成部分。圖1顯示了一個可能需要OTA更新的嵌入式系統實例。可以看到,一個微控制器與無線電和傳感器相連,這可用在物聯網應用中,利用傳感器收集有關環境的數據,並利用無線電定期報告數據。系統的這一部分稱為邊緣節點或客户端,是OTA更新的目標。系統的另一部分稱為雲或服務器,是新軟件的提供者。服務器和客户端利用收發器(無線電)通過無線連接進行通信。 圖1.示例嵌入式系統中的服務器/客户端架構 何為軟件應用程序? OTA更新過程的大部分操作是將新軟件從服務器傳輸到客户端。軟件從源格式轉換為二進制格式之後,作為一個字節序列進行傳輸。轉換過程會編譯源代碼文件(例如c、cpp),將其鏈接成一個可執行文件(例如exe、elf),然後將可執行文件轉換為可移植的二進制文件格式(例如bin、hex)。概言之,這些文件格式包含一個字節序列,此字節序列屬於微控制器中存儲器的特定地址。通常,我們將通過無線鏈路發送的信息概念化為數據,例如更改系統狀態的命令或系統收集的傳感器數據。就OTA更新而言,數據就是二進制格式的新軟件。在很多情況下,二進制文件非常大,無法通過單次傳輸從服務器發送到客户端,這意味着需要將二進制文件放入多個不同的數據包中,此過程稱為“分包”。為了更好地説明此過程,圖2演示了軟件的不同版本如何生成不同的二進制文件,從而在OTA更新期間發送不同的數據包。在這個簡單例子中,每個數據包包含8字節數據,前4個字節表示客户端存儲器中用來存儲後4個字節的地址。 主要挑戰 基於對OTA更新過程的這種高層次描述,OTA更新解決方案必須應對三大挑戰。第一個挑戰與存儲器有關。軟件解決方案必須將新軟件應用程序組織到客户端器件的易失性或非易失性存儲器中,以便在更新過程完成時可以執行它。解決方案必須確保將前一版本的軟件保留為後備應用程序,以防新軟件出現問題。此外,當復位和斷電重啓時,我們必須讓客户端器件的狀態——例如當前運行的軟件版本以及它在存儲器中的位置——保持不變。第二大挑戰是通信。新軟件必須以離散數據包的形式從服務器發送到客户端,每個數據包都要放在客户端存儲器中的特定地址。分包方案、數據包結構和數據傳輸協議必須在軟件設計中考慮周全。最後一個主要挑戰是安全性。當新軟件以無線方式從服務器發送到客户端時,我們必須確保服務器是可信任方。這種安全挑戰稱為身份驗證。我們還必須對新軟件進行模糊處理以防觀察者偷窺,因為其中可能包含敏感信息。這種安全挑戰稱為保密。安全性的最後一個要素是完整性,即確保新軟件在通過無線方式發送時不會損壞。 圖2.軟件應用程序的二進制轉換和分包過程 第二階段引導加載程序(SSBL) 瞭解引導序列 主引導加載程序是一種軟件應用程序,永久駐留在微控制器的只讀存儲器中。主引導加載程序所在的存儲區域稱為信息空間,有時用户無法訪問。每次復位都會執行該應用程序,一般完成一些必要的硬件初始化,並且可能將用户軟件加載到存儲器中。但是,如果微控制器包含片內非易失性存儲器(如閃存),則引導加載程序不需要進行任何加載,只需將控制權轉移到閃存中的程序即可。如果主引導加載程序不支持OTA更新,則必須有第二階段引導加載程序。與主引導加載程序一樣,SSBL會在每次復位時運行,但將實施OTA更新過程的一部分。此引導序列如圖3所示。本節將説明為什麼需要第二階段引導加載程序,並解釋如何指定此應用程序的作用是一個重要設計權衡。 經驗教訓:務必有一個SSBL 從概念上講,省略SSBL並將所有OTA更新功能放入用户應用程序似乎更簡單,因為這樣的話,OTA過程可以無縫利用現有的軟件框架、操作系統和設備驅動程序。圖4顯示了一個選擇此方法的系統的存儲器映射和引導序列。 應用程序A是部署在現場微控制器上的原始應用程序。此應用程序包含OTA更新相關軟件,當服務器請求時,利用該軟件可下載應用程序B。下載完成且應用程序B經過驗證之後,應用程序A將對應用程序B的復位處理程序執行分支指令,以將控制權轉移給應用程序B。復位處理程序是一小段代碼,用作軟件應用程序的入口點,並在復位時運行。在這種情況下,復位是通過執行一個分支來模擬,這相當於函數調用。這種方法有兩大問題: ► 許多嵌入式軟件應用程序採用實時操作系統(RTOS),其允許將軟件拆分為多個併發任務,每個任務在系統中具有不同的職責。例如,圖1所示的應用程序可能有用於讀取傳感器的RTOS任務,對傳感器數據運行某種算法的RTOS任務,以及與無線電接口的RTOS任務。RTOS本身始終處於活動狀態,負責根據異步事件或特定的基於時間的延遲切換這些任務。因此,從RTOS任務分支到新程序是不安全的,因為其他任務會在後台繼續運行。對於實時操作系統,終止某個程序的唯一安全方法是通過復位。 圖3.使用SSBL的存儲器映射和引導流程示例 圖4.沒有SSBL的存儲器映射和引導流程示例 ► 基於圖4,上述問題的解決辦法是讓主引導加載程序分支到應用程序B而不是應用程序A。但在某些微控制器上,主引導加載程序總是運行具有中斷向量表(IVT)的程序;IVT是應用程序的一個關鍵部分,描述中斷處理函數,位於地址0。這意味着必須以某種形式重定位IVT,使其復位映射到應用程序B。如果在IVT重定位期間發生斷電重啓,則系統可能會處於永久破損狀態。 將SSBL固定在地址0可以解決這些問題,如圖3所示。SSBL不是RTOS程序,因此可以安全地分支到新應用程序。地址0處的SSBL的IVT永遠不會重新定位,所以不必擔心斷電重啓會將系統置於災難性狀態。 設計權衡:SSBL的作用 我們花了很多時間討論SSBL及其與應用軟件的關係,但SSBL程序有何作用?至少,該程序必須確定當前應用程序是什麼(其開始位置),然後分支到該地址。微控制器存儲器中各種應用的位置一般保存在目錄(ToC)中,如圖3所示。這是持久內存中的一個共享區域,SSBL和應用軟件均利用它來相互通信。當OTA更新過程完成時,新的應用程序信息會更新ToC。OTA更新功能的某些部分也可以被推送到SSBL。開發OTA更新軟件時,確定推送哪些部分是重要的設計決策。上述最小SSBL將非常簡單,易於驗證,並且在應用程序的生命週期中很可能不需要修改。但是,這意味着每個應用程序都要負責下載和驗證下一個應用程序。這可能導致無線電堆棧、設備固件和OTA更新軟件的代碼重複。另一方面,我們可以選擇將整個OTA更新過程推送到SSBL。在這種情況下,應用程序只需在ToC中設置一個標誌以請求更新,然後執行復位。SSBL隨後執行下載序列和驗證過程。這將最大限度地減少代碼重複並簡化應用專用軟件。然而,這會引入一個新的挑戰,那就是可能需要更新SSBL本身(即更新更新代碼)。最終,決定SSBL中放置哪些功能將取決於客户端器件的存儲器限制、下載的應用程序之間的相似性以及OTA更新軟件的可移植性。 設計權衡:緩存和壓縮 OTA更新軟件中的另一個關鍵設計決策是在OTA更新過程中如何組織存儲器中傳入的應用程序。微控制器上通常有兩類存儲器:非易失性存儲器(例如閃存)和易失性存儲器(例如SRAM)。閃存用於存儲應用程序的程序代碼和只讀數據,以及其他系統級數據,例如ToC和事件日誌。SRAM用於存儲軟件應用程序的可修改部分,例如非常數全局變量和堆棧。圖2所示的軟件應用程序二進制文件僅包含非易失性存儲器中存在的程序的某些部分。在啓動例程期間,應用程序將初始化屬於易失性存儲器的部分。 在OTA更新過程中,每次客户端器件從服務器收到一個包含該二進制文件一部分的數據包時,便會將其存儲到SRAM中。該數據包可以是壓縮的,也可以是未壓縮的。壓縮應用程序二進制文件的好處是文件會變小,從而要發送的數據包會減少,下載過程中存儲數據包所需的SRAM空間相應地減小。這種方法的缺點是壓縮和解壓縮會增加更新過程的處理時間,並且必須在OTA更新軟件中捆綁壓縮相關代碼。 新應用軟件屬於閃存,但在更新過程中到達SRAM,因此OTA更新軟件需要在更新過程中的某個時刻執行對閃存的寫操作。暫時將新應用程序存儲在SRAM中的操作稱為緩存。概言之,OTA更新軟件可以採取三種不同的緩存方法。 ► 不緩存:每次包含新應用程序一部分的數據包到達時,便將其寫入閃存中的目標位置。這種方案非常簡單,可以最大限度地減少OTA更新軟件中的邏輯數量,但要求完全擦除新應用程序對應的閃存區域。此方法會消磨閃存並增加開銷。 ► 部分緩存:保留一個SRAM區域用於緩存,當新數據包到達時,將其存儲在該區域中。當該區域填滿時,將數據寫入閃存以清空該區域。如果數據包無序到達或新應用程序二進制文件中存在間隙,這種方案可能會變得很複雜,因為需要一種方法來將SRAM地址映射到閃存地址。一種策略是讓緩存充當閃存一部分的鏡像。閃存被劃分為若干稱為頁面的小區域,這是可供擦除的最小區域。得益於這種自然劃分,一個好辦法是在SRAM中緩存閃存的一頁,當其填滿或下一數據包屬於其他頁面時,便將該頁寫入閃存以清空緩存。 ► 完全緩存:在OTA更新過程中將整個新應用程序存儲在SRAM中,只有從服務器完全下載好新應用程序之後才將其寫入閃存。這種方法克服了前述方法的缺點,寫入閃存的次數最少,OTA更新軟件無需複雜的緩存邏輯。但是,這會限制所下載新應用程序的大小,因為系統的可用SRAM量通常遠小於可用閃存量。 圖5.使用SRAM緩存閃存的一頁 圖5顯示了OTA更新過程中的第二種方案——部分緩存,來自圖3和圖4的應用程序A所對應的閃存部分被放大,並且顯示了用於SSBL的SRAM的功能存儲器映射。示例閃存頁面大小為2 kB。最終,此設計決策將取決於新應用程序的大小和OTA更新軟件容許的複雜度。 安全和通信 設計權衡:軟件與協議 OTA更新解決方案還必須解決安全和通信問題。如圖1所示,許多系統會在硬件和軟件中實現通信協議,以支持系統的普通(非OTA更新相關)操作,例如交換傳感器數據。這意味着服務器和客户端之間已經建立了(可能是安全的)無線通信的方法。類似圖1所示的嵌入式系統可以使用的通信協議有低功耗藍牙® (BLE)或6LoWPAN等。有時候,這些協議支持安全性和數據交換,OTA更新軟件在OTA更新過程中可以利用。 OTA更新軟件中必須構建的通信功能量最終將取決於現有通信協議提供的抽象程度。現有通信協議具有用於在服務器和客户端之間發送和接收文件的工具,OTA更新軟件可以簡單地將該工具用於下載過程。但是,如果通信協議較為原始,只有發送原始數據的工具,那麼OTA更新軟件可能需要執行分包處理,並提供元數據和新應用程序二進制文件。這也適用於安全挑戰。如果通信協議不支持,OTA更新軟件可能要負責對無線保密發送的字節進行解密。 總之,在OTA更新軟件中實施哪些功能,例如自定義數據包結構、服務器/客户端同步、加密和密鑰交換等,將取決於系統的通信協議提供了什麼內容以及對安全性和穩健性的要求。下一節將提出一個完整的安全解決方案,其解決了之前介紹的所有挑戰,我們將展示如何在此解決方案中利用微控制器的加密硬件外設。 解決安全挑戰 我們的安全解決方案需要讓新應用程序以無線方式保密發送,檢測新應用程序中的任何損壞,並驗證新應用程序是從受信任的服務器而不是惡意方發送的。這些挑戰可通過加密操作來解決。具體而言,該安全解決方案可以使用兩種加密操作:加密和哈希處理。加密使用客户端和服務器共享的密鑰(密碼)來對無線發送的數據進行模糊處理。微控制器的加密硬件加速器可能支持的特定加密類型是AES-128或AES-256,具體取決於密鑰大小。除了加密數據,服務器還可以發送一個摘要以確保沒有損壞。摘要通過對數據包進行哈希處理來生成,這是一種用於生成唯一代碼的不可逆數學函數。在服務器產生消息或摘要之後,如果其任何部分遭到修改,比如在無線通信期間有一位發生翻轉,則客户端在對數據包執行相同的哈希函數處理並比較摘要時,會注意到此修改。微控制器的加密硬件加速器可能支持的特定哈希處理類型是SHA-256。圖6顯示了微控制器中的加密硬件外設的框圖,OTA更新軟件駐留在Cortex-M4應用層中。此圖還顯示了其支持將受保護密鑰存儲在外設中,OTA更新軟件解決方案可以利用這一點來安全存儲客户端密鑰。 圖6.ADuCM4050上的加密加速器的硬件框圖 解決身份驗證這一最終挑戰的常見技術是使用非對稱加密。對於此操作,服務器會生成一個公鑰-私鑰對。私鑰只有服務器知道,客户端知道公鑰。服務器使用私鑰可以生成給定數據塊的簽名,例如要無線發送的數據包的摘要。簽名被髮送給客户端,後者可以使用公鑰驗證簽名。這樣,客户端就能確認消息是從服務器而不是惡意第三方發送的。此序列如圖7所示,實線箭頭表示函數輸入/輸出,虛線箭頭表示無線發送的信息。 圖7.使用非對稱加密驗證消息 多數微控制器沒有用於執行這些非對稱加密操作的硬件加速器,但可以使用Micro-ECC等專門針對資源受限器件的軟件庫來實現。該庫需要一個用户定義的隨機數生成功能,這可以利用微控制器上的真隨機數發生器硬件外設來實現。雖然這些非對稱加密操作解決了OTA更新期間的信任挑戰,但是會消耗大量處理時間,並且需要將簽名與數據一同發送,這會增加數據包大小。我們可以在下載結束時使用最後數據包的摘要或整個新軟件應用程序的摘要執行一次此檢查,但如此的話,第三方將能把不受信任的軟件下載到客户端,這不太理想。理想情況下,我們希望驗證所收到的每個數據包都來自我們信任的服務器,而且沒有每次都需要簽名的開銷。這可以利用哈希鏈來實現。 哈希鏈將本節討論的加密概念整合到一系列數據包中,以便在數學上將它們聯繫在一起。如圖8所示,第一個數據包(編號0)包含下一個數據包的摘要。第一個數據包的有效載荷不是實際的軟件應用程序數據,而是簽名。第二個數據包(編號1)的有效載荷包含二進制文件的一部分和第三個數據包(編號2)的摘要。客户端驗證第一個數據包中的簽名並緩存摘要H0以供以後使用。當第二個數據包到達時,客户端對有效載荷進行哈希處理並將其與H0進行比較。如果它們匹配,客户端便可確定該後續數據包來自可信服務器,而無需費力進行簽名檢查。生成此鏈的高開銷任務留給服務器完成,客户端只需在每個數據包到達時進行緩存和哈希處理,確保到達的數據包完整無損並驗明正身。 圖8.將哈希鏈應用於數據包序列 實驗設置 解決本文所述存儲器、通信和安全設計挑戰的超低功耗微控制器是ADuCM3029和ADuCM4050.這些微控制器包含本文討論的用於OTA更新的硬件外設,例如閃存、SRAM、加密加速器和真隨機數發生器。這些微控制器的器件系列包(DFP)為在這些器件上構建OTA更新解決方案提供了軟件支持。DFP包含外設驅動,以便為使用硬件提供簡單靈活的接口。 硬件配置 為了驗證本文討論的概念,我們利用ADuCM4050創建了OTA更新軟件參考設計。對於客户端,一個ADuCM4050 EZ-KIT®使用收發器子板馬蹄形連接器連接到ADF7242。客户端器件如圖9左側所示。對於服務器,我們開發了一個在Windows PC上運行的Python應用程序。Python應用程序通過串行端口與另一個ADuCM4050 EZ-KIT通信,後者也以與客户端相同的配置連接一個ADF7242。但是,圖9中右邊的EZ-KIT不執行OTA更新邏輯,只是將從ADF7242接收到的數據包中繼給Python應用程序。 圖9.實驗硬件設置 軟件組件 軟件參考設計對客户端器件的閃存進行分區,如圖3所示。主要客户端應用程序具有非常好的移植性和可配置性,以便其他方案或其他硬件平台也可以使用。圖10顯示了客户端器件的軟件架構。請注意,雖然我們有時將整個應用程序稱為SSBL,但在圖10中,並且從現在開始,我們在邏輯上將真正的SSBL部分(藍色)與OTA更新部分(紅色)分開,因為後者不一定需要完全在上述應用程序中實現。圖10所示的硬件抽象層使OTA客户端軟件可移植並獨立於任何底層庫(以橙色顯示)。 圖10.客户端軟件架構 軟件應用程序實現圖3中的引導序列(一個用於從服務器下載新應用程序的簡單通信協議)和哈希鏈。通信協議中的每個數據包都有12字節的元數據頭、64字節的有效載荷和32字節的摘要。此外,它還有如下特性: ► 緩存:根據用户配置,支持不緩存或緩存閃存的一頁。 ► 目錄:ToC設計為僅容納兩個應用程序,並且新應用程序總是下載到最舊的位置,以保留一個備用應用程序。這稱為A/B更新方案。 ► 消息傳遞:支持ADF7242或UART進行消息傳遞,具體取決於用户配置。使用UART進行消息傳遞可免除圖9左側的EZ-KIT,僅保留右側套件用於客户端。這種有線更新方案對初始系統啓動和調試很有用。 結果 除了滿足功能要求並通過各種測試之外,軟件的性能對於判斷項目成功與否也很重要。通常使用兩個指標來衡量嵌入式軟件的性能:佔用空間和週期數。佔用空間是指軟件應用程序在易失性(SRAM)和非易失性(閃存)存儲器中佔用的空間大小。週期數是指軟件執行特定任務所使用的微處理器時鐘週期數。它與軟件運行時間相似,但在執行OTA更新時,軟件可能進入低功耗模式,此時微處理器處於非活動狀態,不消耗任何週期。雖然軟件參考設計沒有針對任何一個指標進行優化,但它們對於程序基準測試和比較設計權衡非常有用。 圖11和圖12顯示了在ADuCM4050上實現的OTA更新軟件參考設計的佔用空間(不緩存)。這些圖根據圖10所示的組件進行劃分。如圖11所示,整個應用程序使用大約15 kB的閃存。鑑於ADuCM4050包含512 kB閃存,此佔用空間非常小。真正的應用軟件(為OTA更新過程開發的軟件)僅需1.5 kB左右,其餘用於庫,例如DFP、Micro-ECC和ADF7242堆棧。這些結果有助於説明SSBL應在系統中扮演什麼角色的設計權衡。15 kB佔用空間的大部分是用於更新過程。SSBL本身僅佔用大約500字節的空間,另外還有1 kB到2 kB的DFP代碼,用於訪問閃存驅動器之類的器件。 圖11.閃存佔用空間(字節) 圖12.SRAM佔用空間(字節) 為了評估軟件的開銷,我們在每次接收數據包時計數週期,然後計算每個數據包平均消耗的週期數。每個數據包都需要AES-128解密、SHA-256哈希處理、閃存寫入和某種數據包元數據驗證。數據包有效載荷為64字節且不緩存時,處理單個數據包的開銷為7409個週期。使用26 MHz內核時鐘時,大約需要285微秒的處理時間。該值是利用ADuCM4050 DFP中的週期計數驅動程序計算的(未調整週期數),並且是100 kB二進制文件下載期間(約1500個數據包)的平均值。為使每個數據包的開銷最小,DFP中的驅動程序應利用ADuCM4050上的直接存儲訪問(DMA)硬件外設來執行總線事務,並且驅動程序在每次事務處理期間將處理器置於低功耗休眠狀態。每個事務中不存在一個萬能的狀態如果我們禁用DFP中的低功耗休眠並將總線事務更改為不使用DMA,則每個數據包的開銷將增加到17,297個週期。這説明了高效使用器件驅動程序對嵌入式軟件應用程序是有影響的。雖然減少每個數據包的數據字節數也可以降低開銷,但每個數據包的數據字節數翻一倍達到128時,週期數僅有少量增加,相同實驗得到的週期數為8362。 週期數和佔用空間也解釋了先前討論的權衡——緩存數據包數據而不是每次都寫入閃存。使能緩存一頁閃存後,每個數據包的開銷從7409減少到5904個週期。此20%減幅來自於更新過程跳過了大多數數據包的閃存寫入,僅在緩存已滿時才執行閃存寫入。其代價是SRAM佔用面積增加。不使用緩存時,HAL只需要336個字節的SRAM,如圖12所示。但是,當使用緩存時,必須保留一個相當於閃存一整頁的空間,故SRAM佔用增加到2388字節。HAL使用的閃存也會少量增加,原因是需要額外代碼來判斷緩存何時必須清空。 這些結果證明,設計決策對軟件性能會有切實的影響。不存在一個萬能的解決方案,每個系統都有不同的要求和約束,OTA更新軟件需要視具體情況具體對待。希望本文闡明瞭在設計、實現和驗證OTA更新軟件解決方案時遇到的常見問題和權衡。 參考文獻 Nilsson、Dennis Kengo和Ulf E. Larson。“智能車輛的無線安全固件更新”。ICC研討會——2008年IEEE國際通信會議,2008年5月。

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  • Semtech推出LoRa Core™產品組合以及全新數字基帶芯片,可在全球提供LoRaWAN®網絡覆蓋和功能

    Semtech推出LoRa Core™產品組合以及全新數字基帶芯片,可在全球提供LoRaWAN®網絡覆蓋和功能

    領先的半導體產品及先進算法供應商Semtech公司近日宣佈推出LoRa Core™產品組合,以及該系列的一個全新芯片組。LoRa Core產品組合可在全球範圍內提供LoRaWAN®網絡覆蓋,其應用可面向多個垂直行業,包括資產追蹤、智能樓宇、智慧家居、智慧農業、智能表計、工廠自動化等。 LoRa Core產品組合由sub-GHz收發器芯片、網關芯片和參考設計組成。包括SX126x系列、SX127x系列和LLCC68收發器芯片;SX130x系列網關芯片;傳統網關參考設計以及LoRa® Corecell網關參考設計。它們都具備Semtech LoRa器件的基本功能,包括遠距離、低功耗和低成本的端到端通信。 LoRa Core產品組合最新增加的成員包括:集成了LoRa(SX1303)的網關基帶處理器,以及支持精細時間戳功能的LoRa Corecell網關參考設計。 “全新的LoRa Core網關集成電路可以實現LoRa設備基於網絡的地理定位功能,而無需在每個單獨的終端節點上安裝全球定位系統(GPS)硬件。基於為每個解調消息提供準確的到達時間信息這一精準時間戳功能,全新的芯片組支持網關基於到達時間差(Time Difference of Arrival,TDOA)執行以網絡為中心的地理定位功能。這對於一些對成本敏感的資產追蹤應用來説是非常理想的選擇。”Semtech無線及傳感事業部的無線產品總監Pedro Pachuca説。“全新的LoRa Core芯片可幫助客户加速其運行LoRaWAN協議的應用程序的開發。Semtech致力於為客户提供完整解決方案,幫助他們縮短使用LoRa器件來開發應用程序的週期。” 具有精準時間戳功能的全新LoRa Corecell網關參考設計適用於美國、歐洲和中國。LoRa Corecell將幫助開發人員設計出將LoRa與最佳物料清單(BOM)和最低功耗配置相結合的網關,同時提供最新的、以網絡為中心的地理定位性能。 全新LoRa Core芯片組(SX1303)的主要功能: · 為每個解調的LoRa幀提供準確的到達時間信息 · 精準時間戳是一個參考了每秒脈衝(PPS)信號的納秒級分辨率值 · 地理定位精度大約為75–150米,具體取決於許多不同的因素 · 與LoRa Core SX1302的尺寸和引腳對引腳兼容 · 專為利用LoRaWAN協議和全球範圍內sub-GHz頻段的應用實現而特別設計 · 使用LoRa Core SX1250 Tx / Rx前端,靈敏度高達-141dBm · 獨特的64位序列化編號,用於標識和安全目的 · 與傳統網關相比,該網關具有更低的功耗和更小的尺寸 瞭解更多關於LoRa Core產品組合及其新網關芯片和參考設計的信息,請訪問Semtech網站。

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  • 貿澤電子與Maxim Integrated聯手發佈新電子書,共同探索醫療可穿戴設備的未來發展

    貿澤電子與Maxim Integrated聯手發佈新電子書,共同探索醫療可穿戴設備的未來發展

    2021年3月4日 – 專注於引入新品推動行業創新的電子元器件分銷商貿澤電子 (Mouser Electronics) 宣佈與Maxim Integrated Products, Inc攜手推出一本全新電子書Empowering Design Innovation for Healthcare Wearables(實現醫療可穿戴設備的設計創新),重點介紹可穿戴醫療技術的未來發展前景。在本書中,來自貿澤和Maxim Integrated的業內專家對可穿戴設備的設計和開發細節進行了深入的技術探索,並點出了電源、傳感器數據和精確監控技術的相關挑戰。 在越來越多的患者難以獲得傳統面對面醫療服務的時代,可穿戴醫療設備提供了一種重要的監護解決方案。技術創新和先進人工智能的結合促進了新一代可穿戴設備的發展,讓專業醫務人員能夠使用遠程收集的數據更有效地診治前來就診的患者。Maxim Integrated和貿澤推出的全新電子書結合了詳細的技術演練、視頻和產品信息,為工程師提供了着手開發可穿戴設備所需的實用知識。 Maxim Integrated醫療解決方案包括傳感器、集成電路、電源和評估套件,為戒指、腕帶、貼片和無線耳機等形式的可穿戴醫療設備開發提供需要的關鍵組件。在本期電子書Empowering Design Innovation for Healthcare Wearables中提供了Maxim 10款特色新品的便捷鏈接和訂購信息,其中包括MAX32630FTHR Pegasus快速開發平台。MAX32630FTHR平台通過先進的電源轉換和電池管理技術,為可穿戴設備提供了電池優化解決方案。該平台包括各種外圍設備,為快速概念驗證和開發提供了多功能解決方案。Maxim Integrated的MAXREFDES117參考設計是一種低功耗光學心率模塊,可以放置在手指或耳垂上,精確測量心率。這種微型電路板可以使用Arduino或mbed平台輕鬆集成到各種可穿戴設備中。

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  • Silicon Labs擴展屢獲殊榮的xG22平台,為物聯網邊緣應用提供經優化的32位MCU

    Silicon Labs擴展屢獲殊榮的xG22平台,為物聯網邊緣應用提供經優化的32位MCU

    中國,北京 - 2021年3月4日 - Silicon Labs(亦稱“芯科科技”)宣佈推出EFM32PG22(PG22)32位微控制器(MCU),這是一款低成本、高性能的解決方案,擁有業界領先的低功耗、性能及安全性。憑藉易於使用且高精度的模擬功能,PG22非常適合於快速開發尺寸受限且對低功耗運行有嚴苛要求的消費和工業應用。 Silicon Labs物聯網副總裁Matt Saunders表示:“市場對大批量、低功耗物聯網(IoT)產品的需求一直在快速增長。PG22是一款經過精心設計的32位MCU,其價格貼近8位MCU市場,在尺寸和代碼方面與其對應的無線產品保持兼容。” PG22通過一系列獨特的產品功能為市場提供領先的32位MCU性能,包括: · 超低功耗:運行模式下27 µA/MHz和EM2低功耗模式下1.1 µA(帶有8k RAM保持); · 76.8 MHz的Arm® Cortex®-M33內核; · 具有64k / 128k / 256k / 512k閃存和32k RAM; · 緊湊的封裝:5 mm x 5 mm QFN40(26 GPIO)或4 mm x 4 mm QFN32(18 GPIO); · 領先的設備安全性,包括具有信任根和安全加載程序(RTSL)的安全啓動; · 多種外設,例如16位ADC、PDM、內置睡眠晶體和温度傳感器。 PG22與屢獲殊榮的EFR32xG22無線SoC(BG22、MG22和FG22)保持引腳及軟件兼容,使設計人員可以利用可擴展的嵌入式平台來簡化產品開發,提高成本效益。憑藉與xG22 SoC完全一致的外形尺寸和代碼,開發人員能夠進行應用程序共享,並以即插即用的方式升級產品來支持低功耗藍牙(Bluetooth Low Energy)、Zigbee或專有(2.4 GHz)無線連接。 價格與供貨 EFM32PG22 MCU現已可供貨,支持5mm x 5mm QFN40和4mm x 4mm QFN32封裝。PG22 MCU是低成本的嵌入式MCU,批量價格低於1美元。PG22開發套件也已經準備就緒,此款小尺寸原型開發板零售價格為19.99美元。

    Silicon Labs 物聯網 微控制器 MCU

  • Laird Connectivity BL653μ模塊在貿澤開售 ,為空間受限應用提供遠程低功耗藍牙連接

    Laird Connectivity BL653μ模塊在貿澤開售 ,為空間受限應用提供遠程低功耗藍牙連接

    2021年3月3日 – 專注於引入新品並提供海量庫存的電子元器件分銷商貿澤電子 (Mouser Electronics) 即日起開售Laird Connectivity的全新BL653µ模塊。此係列微型、高度集成的模塊可通過NFC提供遠程低功耗藍牙連接,非常適合惡劣環境和空間受限的應用。支持多種無線功能使此模塊成為了一系列物聯網 (IoT) 應用的理想之選,包括安全醫療外圍設備、專業照明和工業IoT傳感器。 貿澤備貨的Laird Connectivity BL653µ模塊由Nordic Semiconductor nRF52833多協議片上系統 (SoC) 提供支持。此片上系統具有 Arm® Cortex®-M4F CPU、512KB閃存和128KB RAM,可滿足嚴苛的產品設計要求。BL653μ模塊支持Nordic SDK或Zephyr RTOS、AT命令集以及Laird Connectivity的smartBASIC環境,可以增強產品開發靈活性。 此器件非常小巧,只有6.3×5.6mm,能夠提供可靠的低功耗性能,支持多種可配置接口,包括UART、I²C、GPIO和USB。該模塊具有藍牙5.1網狀網絡功能以及到達角和出發角測向功能,可為具有挑戰性的射頻無線和工業物聯網應用提供卓越的性能。

    貿澤電子 SoC 藍牙連接 BL653

  • 新冠疫情前後的數字醫療保健技術

    新冠疫情前後的數字醫療保健技術

    加速轉向預判式護理 對大部分患者來説,獲得診斷的過程既熟悉又可預見。與醫生見面後,醫生進行一系列問診和檢查,然後解讀你的症狀,作出護理計劃。 但如果事情不這樣發展呢?如果不採用被動式治療,而是醫生能夠獲取數字醫療保健技術,使用從基因組分析、高級成像或可穿戴設備中捕獲的數據來識別預警信號,然後設計計劃來預防疾病發生而非治療現有疾病,情況會如何?如果可穿戴技術能在症狀出現之前就識別病毒感染的跡象並提醒人們,情況又會如何呢? 阿肯色大學醫學院數字健康與創新研究所主任Curtis Lowery博士表示:“我們正在使用數字概念讓人們遠離醫院,利用基於患者遠程監測的干預措施,在這一過程中儘早治療疾病。現在,通過電子秤、血壓計甚至脈搏血氧計傳入的數據,我們在患者家裏就可以開展治療。”在全球新冠疫情大流行的背景下,通過遠程方式評估數據和治療患者所帶來的好處,遠不止方便和節省成本這麼簡單。現在,遠程治療是一種額外的安全措施,可以真正挽救生命。 “我們正在使用數字概念讓人們遠離醫院,利用基於患者遠程監測的干預措施,在這一過程中儘早治療疾病。” Curtis Lowery 阿肯色大學醫學院 | 數字健康與創新研究所主任 早在新冠肺炎爆發前,數字醫療保健技術行業的先鋒創新者(包括ADI公司),已經在把下一代技術交到供應商手中。其中一個例子就是生命體徵監測技術,比如可穿戴設備和可聽戴設備。有了它們,即使患者離開醫生辦公室,醫生也可以毫無干擾地持續獲取數據。這樣便於醫生獲取可行的見解,更易於做出準確的診斷。ADI公司數字健康高級副總裁Pat O’Doherty表示,當前疫情催生了對公司關鍵數字健康技術產品的龐大需求。“我們極為重視醫療健康技術的生產,尤其是對抗疫前線醫療設備至關重要的技術,這些設備包括呼吸機、輸液泵、患者監測器、診斷測試機、CT掃描儀和數字X光機設備等等。” 對護理的需求 根據美國疾病控制和預防中心的數據,平均每10個美國人中就有6個患有糖尿病或心臟病等慢性疾病。這些疾病是導致美國人死亡的最主要原因,與心理健康一起,佔美國每年3.5萬億美元醫療支出的90%。再加上人口老齡化和預計的註冊護士短缺,採用新的數字健康解決方案顯得迫在眉睫。 ADI公司負責銷售和數字營銷的高級副總裁Martin Cotter指出:“醫療保健系統面臨非常嚴峻的財政困難,如果我們不進行干預,將其轉向以患者為中心,最終將導致患者護理質量的下降。這意味着需要提高這一生態系統中每一方的效率,無論是醫生、供應商、買方還是患者。” 醫療保健成本上升 美國的醫療保健支出是世界上最高的,而且預計在未來幾年,成本只會增加。 憑藉在開發生命體徵監測傳感器方面數十年的專業經驗,ADI公司正在實現下一代可穿戴設備,為數字醫療保健技術行業(及患者)帶來更光明的前景。想象一下糖尿病患者採用傳統手指測試(通常一天多次)監測血糖水平並注射胰島素。再設想一下不顯眼的傳感器,它貼在皮膚表面進行持續的測量,並提供關於患者健康狀況的不間斷視圖。 這樣的設備改善了糖尿病患者的生活質量,醫生也被賦予了某種權力,可以幫助患者更好地管理自己的疾病,甚至可能延緩病情進展。 Martin Cotter稱:“對患者長期監測要好過僅在可控臨牀環境中進行監測。將現實世界的情況納入其中,可以提供更準確的數據,讓醫生更好地管理患者健康。一個更激動人心的提議是對慢性疾病進展進行無創追蹤,這樣我們可以在某一天讓患者不再需要某種特定藥物。” 儘管已經有了一些可用的持續監測方案,這項技術還沒有在整個行業全面普及,這就為各種形式的創新敞開了大門。ADI公司的可穿戴健康監測器類似於常見的智能手錶,但會不斷提取穿戴者的心率、體温和其他生命體徵數據。它可以戴在手腕上,也可以像貼片一樣貼在皮膚上,將測量到的數據存儲在SD卡上,或通過無線方式將數據發送到智能設備。ADI的可穿戴健康監測器結合了嵌入式傳感器、處理能力和無線通信,可成為下一代數字健康的模型。 ADI公司還與一家納米傳感器即時診斷技術的領先公司合作,提供快速病毒和細菌測試技術,這些技術可能對新冠肺炎和未來傳染性疾病的檢測和預防產生重大影響。 “健康護理正迅速走出醫院,走向家庭,這就產生了對新一代更小、更易使用、成本更低的臨牀級技術產品的需求。由於新冠肺炎的疫情,這一根本性變化正在加速,我們正在考慮將我們的研發投資優先滿足這一新的需求。” Patrick O’Doherty ADI公司 | 數字醫療健康高級副總裁 可穿戴的護理 可穿戴設備很快會允許患者持續監測各種健康參數,從而推動更具預防性的護理方法。同時,無線連接將為醫生提供連續的數據流。 關注圖像 儘管健康護理領域的一些最重大機遇將出現在家庭中,但用於醫院和臨牀環境的儀器設備也在升級。X射線和CT掃描等常見測試背後的技術正變得更加敏感和精確,從而產生分辨率更高、噪聲水平更低的圖像。 在開發能夠收集數據的信號處理和傳感器(連接物理世界和數字世界)方面,ADI公司有着深厚的經驗,因而在這一領域發揮着同樣重要的作用。ADI公司精密技術與平台副總裁Jen Lloyd表示:“在CT掃描中,精確的傳感可以加快掃描時間,減少對患者的輻射劑量。同時,人工智能也可以應用到圖像,提請醫生注意某些關鍵領域,提高他們的工作效率。” 健康行業的圖景 數字成像解決方案在支持醫生決策的同時提高了醫院的效率。 O’Doherty解釋説,精確的成像、臨牀級的生命體徵監測和改進的數字醫療保健技術正在幫助醫生提高診斷的準確性,並讓人們能夠更有效地管理慢性疾病。但最終目的是完全從被動式醫療轉變為預判式醫療,從而提高人們的生活質量,減輕醫療保健系統的壓力。 “我看到從業者對數字技術的渴望,這種技術可以幫助管理醫療保健的成本,縮短患者病程,或者在病症變得嚴重之前將其治癒。我認為,在未來幾十年,無論是在大型機器診斷層面,還是在人類日常生活層面,醫療保健領域都可能出現爆炸式增長。” Vincent Roche ADI公司 | 總裁兼首席執行官 要跟上爆炸式增長的步伐,不僅需要在數字健康方面進一步投資,還需要技術合作夥伴開發的先進健康、成像和生命體徵測量解決方案,這些技術合作夥伴已經在推動這一轉型。

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  • 華域三電與羅姆成立“技術聯合實驗室”並舉行啓動儀式

    華域三電與羅姆成立“技術聯合實驗室”並舉行啓動儀式

    中國知名汽車空調製造商——華域三電汽車空調有限公司(Sanden Huayu Automotive Air-Conditioning Co., Ltd.,以下簡稱“華域三電”)與全球知名半導體制造商——羅姆(ROHM Co., Ltd.,以下簡稱“羅姆”)在位於中國上海的華域三電總部成立了“技術聯合實驗室”,並於2021年1月舉行了啓動儀式。 華域三電 總經理 王駿(右)與羅姆半導體(上海)有限公司 董事長 藤村 雷太(左)在啓動儀式上互贈紀念品 華域三電和羅姆自2018年開展技術交流以來,雙方在採用IGBT等先進功率元器件的車載應用產品開發方面建立了合作關係。經過兩年多的技術交流,採用了羅姆IGBT功率元器件以及周邊部件的電動壓縮機於2020年10月成功投入量產。 此次成立的聯合實驗室配備了包括可以對以汽車空調為中心的車載應用進行評估的測試設備、以及能夠進行元器件評估的測試裝置等重要設備。 未來,雙方將會進一步加強合作關係,不僅是羅姆的功率元器件、還會進一步推進對組合了驅動IC和周邊部件的IPM的評估,加速創新型解決方案的開發。 華域三電總工程師 姚奕表示:“自2018年羅姆為華域三電推介功率元器件產品以來,雙方包括高層在內的交流不斷加深。作為兩年多技術交流的成果,華域三電開發出採用了IGBT的車載應用並在2020年成功實現量產,對此我們表示非常高興。該聯合實驗室的成立,表明兩家公司之間的合作關係進一步加深,我們期待通過完善的設備,得到更出色的技術支持。” 羅姆董事高級執行官CSO業務統括 伊野和英博士表示:“我們很高興能夠與汽車空調領域的先進企業——華域三電成立聯合實驗室。羅姆正在推進從Si功率元器件(IGBT、MOSFET)到SiC功率元器件等豐富的先進元器件開發,同時,通過與驅動IC等外圍元器件相結合的電源解決方案,獲得了傲人的實際應用業績。未來,雙方將通過聯合實驗室加強合作關係,憑藉結合客户需求以及市場動向的電源解決方案為汽車技術革新做貢獻。”

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  • Phoenix Contact單對以太網連接器在貿澤開售

    Phoenix Contact單對以太網連接器在貿澤開售

    2021年3月2日 – 專注於引入新品推動行業創新的電子元器件分銷商貿澤電子 (Mouser Electronics) 即日起開售Phoenix Contact的單對以太網 (SPE) 連接器。此係列SPE連接器通過單對雙絞線和數據線供電 (PoDL) 在以太網上實現並行的高性能數據和電源傳輸。 SPE連接器支持傳感器與雲端的一致以太網通信,並具有適用於工業4.0和工業物聯網 (IIoT) 的關鍵技術。藉助於此全新網絡技術,即使在複雜的工業和IoT應用中,也能實現一致的IP通信和供電。此係列連接器支持最遠達1,000米的傳輸距離和高達1 Gbps的數據傳輸速率,提升了設計靈活性。 SPE開啓了嶄新的應用領域,讓智能設備通信成為可能。憑藉其出色的傳輸特性,即使在遠距離傳輸中,SPE系列也能支持符合未來需求的網絡通信。隨着節約資源、器件小型化等趨勢的帶動,SPE可通過小尺寸電纜為電子元件提供更多發展空間。 Phoenix Contact為單對以太網系統聯盟的創始成員之一。這個由業界知名技術公司組成的聯盟旨在促進SPE技術在行業中的普及,並建立統一的標準。SPE連接器符合 IEC 63171-2 和-5標準,適用於樓宇和工業自動化、機器人技術、鐵路和照明等應用。

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  • Teledyne SP Devices宣佈推出持續數據傳輸速率為7 GB/s的12位數字化儀

    Teledyne SP Devices宣佈推出持續數據傳輸速率為7 GB/s的12位數字化儀

    瑞典林雪平市 - Media OutReach - 2021年2月9日 - Teledyne技術公司的業務部門Teledyne SP Devices今天宣佈發佈ADQ32和ADQ33,這是針對高通量應用進行了優化的第四代模塊化數據採集板。憑藉板載開放式現場可編程門陣列(FPGA)和高速數據流的結合,即使在對於計算要求最苛刻的應用環境下,ADQ32和ADQ33堪稱是理想的選擇。 ADQ32雙通道12位數字轉換器支持每通道2.5 Gb/s的同步採樣,而ADQ33則支持每通道1 GS/s的同步採樣,並具有開放的Xilinx Kintex Ultrascale KU040現場可編程門陣列(FPGA) 。這兩款數字化儀為高容量應用而優化,因此適合原始設備製造商(OEM)在掃描源光學相干層析成像(SS-OCT)、飛行時間質譜(ToF-MS)和分佈式光纖傳感(DOFS)等領域進行集成。ADQ33不受出口管制,因此不需要任何許可證。 使用者可在板載FPGA中實時執行定製的專用數字信號處理(DSP),以表徵信號並提取有價值的信息。它還可用於執行數據縮減,以便輸出速率與PCI Express接口的7 G/s持續傳輸容量相匹配。接着,可以在主PC的中央處理單元(CPU)上對數據進行後處理,或通過點對點傳輸到圖形處理單元(GPU)。 這種體系結構提供了極大的靈活性,允許設計者在委派的任務中,使用最合適的處理資源類型。專用DSP的示例包括用於SS-OCT的快速傅立葉變換(FFT)和k空間重映射,以及用於ToF MS的波形平均和零抑制。 除了高流率和計算靈活性之外,ADQ32還具有出色的模擬性能,包括有效位數(ENOB),無雜散動態範圍(SFDR)等。硬件觸發、內部/外部時鐘選擇和通用輸入/輸出(GPIO)簡化了系統級集成。有關完整規格,請參閲資料表。

    Teledyne SP Devices 數字轉換器 數字信號 數字化儀

  • 貿澤電子新品推薦:2021年2月

    貿澤電子新品推薦:2021年2月

    2021年3月1日 – 致力於快速引入新產品與新技術的業界知名分銷商貿澤電子 (Mouser Electronics) ,首要任務是提供來自1100多家知名四方a集運倉電話的新產品與技術,幫助客户設計出先進產品,並加快產品上市速度。貿澤旨在為客户提供全面認證的原廠產品, 並提供全方位的製造商可追溯性。 上個月,貿澤總共發佈了超過436 款新品,這些產品均可在訂單確認的當天發貨 。 貿澤上月發佈的部分產品包括: · Renesas Electronics RA2E1 MCU Renesas RA2E1 MCU搭載48 MHz Arm® Cortex®-M23內核,提供最高128 KB的代碼閃存和16 KB的SRAM存儲器。 · Molex Mini-Fit Versa彩色連接器 Molex Mini-Fit Versa彩色連接器提供可視色彩搭配以減少組裝錯誤,並幫助確保端子完全卡入,避免最終產品故障。 · Bourns千兆以太網Chip LAN變壓器模塊 Bourns千兆以太網Chip LAN變壓器模塊與傳統密封式外殼LAN變壓器的引腳兼容,具有低矮外形以及出色的共面性。 · Laird Connectivity GNS1559MPF Mini GNSS Laird Connectivity GNS1559MPF Mini GNSS提供50Ω標稱阻抗額定值,可輕鬆安裝在需要全球導航的車輛或建築物中。

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  • ADI 高功率硅開關可節省大規模 MIMO RF 前端設計中的偏置功率和外部組件

    ADI 高功率硅開關可節省大規模 MIMO RF 前端設計中的偏置功率和外部組件

    多輸入、多輸出 (MIMO) 收發器架構廣泛用於高功率 RF 無線通信系統的設計。作為邁入 5G 時代的一步,覆蓋蜂窩頻段的大規模 MIMO 系統目前正在城市地區進行部署,以滿足用户對於高數據吞吐量和一系列新型業務的新興需求。高度集成的單芯片射頻收發器解決方案 (例如,ADI 新推出的 ADRV9008/ADRV9009產品系列) 的面市促成了此項成就。在此類系統的 RF 前端部分仍然需要實現類似的集成,意在降低功耗 (以改善熱管理) 和縮減尺寸(以降低成本),從而容納更多的 MIMO 通道。 MIMO 架構允許放寬對放大器和開關等構建模塊的 RF 功率要求。然而,隨着並行收發器通道數目的增加,外圍電路的複雜性和功耗也相應升高。ADI 採用硅技術的新型高功率開關專為簡化 RF 前端設計而研發,免除外圍電路的需要並將功耗降至可忽略不計的水平。ADI 採用硅技術的新型高功率開關為 RF 設計人員和系統架構師提供了提高其系統複雜度的靈活性,且不會讓 RF 前端成為其設計瓶頸。 在時分雙工 (TDD) 系統中,天線接口納入了開關功能,以隔離和保護接收器輸入免受發送信號功率的影響。該開關功能可直接在天線接口上使用 (在功率相對較低的系統中,如圖 1 所示),或在接收路徑中使用 (針對較高功率應用,如圖 2 所示),以保證正確接至雙工器。在開關輸出上設有一個並聯支路將有助改善隔離性能。 圖 1.天線開關。 圖 2.LNA 保護開關。 基於 PIN 二極管的開關具備低插入損耗特性和高功率處理能力,一直是首選解決方案。然而,在大規模 MIMO 系統的設計中,它們需要高偏置電壓以施加反向偏置 (用於提供隔離) 和高電流以施加正向偏置 (用於實現低插入損耗),這就變成了缺點。圖 3 示出了一款用於基於 PIN 二極管的開關及其外設的典型應用電路。三個分立的 PIN 二極管通過其偏置電源電路施加偏置,並通過一個高電壓接口電路進行控制。 圖 3.PIN 二極管開關。 ADI 的新款高功率硅開關更適合大規模 MIMO 設計。它們依靠單 5 V 電源供電運行,偏置電流小於 1 mA,並且不需要外部組件或接口電路。圖 4 中示出了內部電路架構。基於 FET 的電路可採用低偏置電流和低電源電壓工作,因而將功耗拉低至可忽略的水平,並可在系統級上幫助熱管理。除了易用性之外,該器件架構還可提供更好的隔離性能,因為在 RF 信號路徑上納入了更多的並聯支路。 圖 4.ADRV9008/ADRV9009 硅開關。 圖 5 並排對比了單層 PCB 設計上基於 PIN 二極管的開關和新型硅開關的印刷電路板 (PCB) 原圖。與基於 PIN 二極管的開關相比,硅開關所佔用的 PCB 面積不到其 1/10。它簡化了電源要求,且不需要高功率電阻器。 圖 5.基於 PIN 二極管的開關設計與硅開關的並排比較。 ADI 的高功率硅開關能夠處理高達 80 W 的 RF 峯值功率,這足以滿足大規模 MIMO 系統的峯值平均功率比要求,並留有裕量。表 1 列出了 ADI 專為不同的功率級別和各種封裝類型而優化的高功率硅開關係列。這些器件繼承了硅技術的固有優勢,而且與替代方案相比,可實現更好的 ESD 堅固性和降低部件與部件間的差異。 表 1.ADI 新推出的高功率硅開關係列 大規模 MIMO 系統將繼續發展,並將需要進一步提高集成度。ADI 的新型高功率硅開關技術很適合多芯片模塊 (MCM) 設計,將LNA 一起集成,以提供面向 TDD 接收器前端的完整、單芯片解決方案。另外,ADI 還將調高新設計的頻率,並將引領針對毫米波 5G 系統的相似解決方案。隨着ADI 將其高功率硅開關產品系列擴展到了 X 波段頻率和更高的常用頻段,電路設計人員和系統架構師還將在其他應用 (例如相控陣系統) 中受益於 ADI 新型硅開關,

    ADI 硅開關 RF ADI

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